CN104698845A - 基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪方法与*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及天线伺服跟踪***技术领域，为提供一种雷达天线跟踪伺服***，用以实现对扰动的动态估计和补偿，提高***的抗扰特性。此外，同时实现上位机的图形化人机交互界面，以便实时地观察***所处的位置和发送模拟信号并命令下位机进行跟踪，基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，包括：雷达天线；测速电机和旋转变压器的检测装置；伺服电机为执行机构；控制器接收检测装置输出的数据和给定的期望角度值实现扰动观测、模型简化、模型控制以及执行机构的驱动，模型是指伺服电机的驱动电压和雷达天线的位置、角度、角速度关系的数学抽象。本发明主要应用于天线伺服跟踪***的设计制造。

Description

基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪方法与***

技术领域

本发明涉及天线伺服跟踪***技术领域，特别是一种基于自抗扰控制器(ADRC)的雷达天线伺服跟踪方法与***。

背景技术

雷达天线伺服跟踪***是一种驱动雷达天线转动的专用伺服***。其基本的机械结构主要包括带动天线水平旋转的水平方位环路以及控制天线俯仰角度的俯仰环路。水平环路可以全方位自由旋转，而俯仰环路仅能在限定的范围内进行旋转。对于大部分的雷达天线伺服跟踪***而言，其工作环境恶劣，尤其是机载和舰载伺服***中，运行过程中的横滚、纵摇以及外部的强风、巨浪、温度的突然变化均会给***的稳定性带来巨大冲击，此外俯仰环路的变化也会带来机械转矩的变化，进而影响水平环路的正常运转。以上所述因素均可能极大程度地影响***的稳定性，甚至丢失目标。

当前大多数伺服***中所使用的算法主要是PID控制，这一算法简单，实施以及参数调节都很方便。但是使用PID控制的主要缺点在于由于PID的参数是固定的常数，这些参数无法根据外界扰动的变化和***模型的变化自动地调节，因此当***的扰动超过一定限度或者***模型发生变化时，其控制的性能指标就会受到严重影响，甚至引起***不稳定。当然，为解决这一问题也提出了很多先进的控制算法，主要策略就是动态地调节控制器参数，例如自适应控制，滑模控制等。然而这些算法大部分都依赖于精确的数学模型，而且控制算法复杂，在实际工程中很难实现。同时这些算法对于快变扰动的处理能力也十分有限。因此寻找一种能够动态地抑制或补偿外来扰动，且抗扰能力强，设计方法简单的控制算法应用于雷达天线伺服跟踪***中是十分必要的。

此外，对于常用的微控制器而言，其内部的程序都是顺序执行的，因此当其需要同时处理其他较为复杂的信息时，会带来很长的延时，引起控制命令的滞后，这会增加***不稳定的可能性，对于特殊的目标无法锁定。此外，常用的微控制器不能够实现俯仰环路和水平环路的同步控制。而直接采用定制IC实现又会使得***设计变得过于复杂。综上所述，采用一种可以并行处理的微处理芯片对于提升***的稳定性和响应速度也有重要意义。

发明内容

为克服现有技术的不足，提供一种雷达天线跟踪伺服***，用以实现对扰动的动态估计和补偿，提高***的抗扰特性。此外，同时实现上位机的图形化人机交互界面，以便实时地观察***所处的位置和发送模拟信号并命令下位机进行跟踪。为此，本发明采取的技术方案是，基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，包括：

雷达天线；

测速电机和旋转变压器的检测装置，用于检测雷达天线的位置和角度状态信息；

伺服电机为执行机构，用于对雷达天线的位置状态进行误差补偿；

控制器接收检测装置输出的数据和给定的期望角度值实现扰动观测、模型简化、模型控制以及执行机构的驱动，模型是指伺服电机的驱动电压和雷达天线的位置、角度、角速度关系的数学抽象；

控制器进一步包括扰动观测器和误差反馈环节，将模型不确定性和外部扰动的总和当作总扰动，将其作为被扩张的状态，通过扰动观测器观测得到，并通过扰动补偿对模型进行简化；误差反馈环节对扰动补偿后的简化的模型进行控制。

扰动观测器为可参数化设计的扩张状态观测器ESO，观测***状态和总扰动，把角速度ω以及控制器输出u作为ESO的输入，将模型不确定性和外部扰动的总和当作总扰动，总扰动的观测值作为ESO的输出，通过选取ESO的带宽ω_o来确定参数k₁、k₂、k₃，其中k₁＝3ω_o、k₂＝3ω_o ²、k₃＝ω_o ³，ESO的带宽ω_o的选择需要低于***噪声的最低频率。

建立扩张状态观测器ESO观测模型状态和总扰动，把角速度ω以及控制器输出u作为ESO的输入，模型状态以及模型总扰动作为ESO的输出；ESO是三阶结构，是ADRC算法中观测器的实现，其具体形式如下：z₁是角位置的观测值、z₂是角速度的观测值、z₃则是***的总扰动f的观测值，z₃会根据环境动态的改变而变化；k₁-k₆均为比例增益；与y经过加法器得到它经过增益k₃后再积分可以得到z₃，z₃、b₀u、k₂(y-z₁)三个量经加法器后再积分可以得到z₂，其中b₀是与伺服***相关的一个常量参数的估计，y即为伺服***的角速度ω，；z₂、k₁(y-z₁)两个量经加法器后再积分可以得到z₁；预设角度值依次经加法器4同相端、k₄、加法器5同相端、加法器6同相端、加法器7同相端、增益b₀、驱动伺服***，伺服***的角速度ω作为输出y输出到加法器1，伺服***的输出角速度还通过k₅反馈到加法器5反相输入端，z₂通过k6反馈到加法器6反相输入端，z₃反馈到加法器7反相输入端。

通过ESO进行扰动观测和补偿，将模型简化为一个积分串联型模型，在此基础上加入误差反馈环节进行调节，参数k₄、k₅、k₆根据控制器带宽ω_c确定,选择其中k₄＝ω_c ³、k₅＝3ω_c ²、k₆＝3ω_c。

伺服电机、测速电机和旋转变压器组成水平环路，其中伺服电机用于控制天线在水平方向自由旋转，测速电机主要用于伺服电机的速度检测，旋转变压器则是绝对位置检测元件，伺服电机、测速电机和旋转变压器通过齿轮连接在一起并成为一个整体；俯仰环路的组成与水平环路类似，但是俯仰环路不能够在0°～360°之间自由旋转，而是通过增加两个限位开关把伺服电机的旋转限位在水平位置±30°的范围内，两个额外的限位开关用于检测俯仰角是否达到相应的位置限制，对于机械***中的信号线和电源线：水平环路是固定的，直接接通；而对于俯仰环路则采用滑环连接。

控制器设置在可编程门阵列FPGA中，此外，FPGA中还另外设置有信号发送模块，信号采集模块、电机驱动模块以及串口通信模块，信号发送模块的用于采用直接数字合成(DDS)方式产生旋转变压器运行所需的激磁信号，激磁信号的幅值存储在FPGA的ROM中，FPGA通过周期性的改变ROM的地址来读取幅值信息，然后发送给DAC；数据采集模块主要用于在指定时刻采集旋转变压器的输出，采样时间通过判断激磁信号是否达到峰值而定，通过该过程完成旋转变压器输出信号的模拟量到数字量的转换；对于转换后的数字信号FPGA上采用反正切运算得到相应的角位置信息，电机驱动模块由H桥路芯片构成，通过调节输入H桥路芯片脉冲信号PWM占空比的方式来改变H桥路芯片的输出电压，从而控制伺服电机的转速；串口通信模块主要用于实现上位机和下位机之间命令和数据的收发功能。

基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪方法，首先组建一个可以带动天线在水平方向和俯仰方向两个自由度转动的机械***，在该机械***中，对应环路的角速度、位置通过相应的传感器进行检测；其次是设计基于FPGA的控制电路，控制电路的基本功能是通过传感器对机械***的位置和速度信号进行检测，实现机械***的驱动；然后是建立包括机械***和控制电路的数学模型；建立自抗扰控制器：将数学模型不确定部分和外部扰动的总和当作总扰动，将其作为被扩张的状态，通过观测器将总扰动与***状态一并观测得到，用“总扰动”对数学模型进行补偿后得以简化；再对补偿后得以简化的的数学模型设计控制器，从而实现对所有不确定扰动的估计补偿；之后再根据所建立的模型设计自抗扰控制器，并依据相应的方法调节其参数从而取得良好的控制效果。

建立数学模型、自抗扰控制器进一步具体为：数学模型的建立：从伺服***输入到角速度输出的传递函数为：

$\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ω}}\≈f(\mathrm{\ω},\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}},\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ω}},t,T_L,n)+b_{0}u$

其中，ω,分别为角速度、角速度的微分以及二阶微分，t表示时间，T_L为负载转矩，n表示其他***内部作用的信息，包括电机转矩常数C_T，伺服***转动惯量J，b₀为与***相关的一个常量参数的估计，u表示控制器输出；f(ω,t,T_L,n)表示模型内部和外部作用的总合；

通过线性扩张状态观测器得到f(ω,t,T_L,n)的动态估计

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{z}=\mathrm{Az}+\mathrm{Bu}+L(\mathrm{\ω}-\widehat{\mathrm{\ω}})\\ \widehat{\mathrm{\ω}}=\mathrm{Cz}\end{array}\right.$

其中 $A=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ 0& 0& 1\\ 0& 0& 0\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{c}0\\ b_0\\ 0\end{array}\right],L=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_1\\ {\mathrm{\β}}_2\\ {\mathrm{\β}}_3\end{array}\right],$ C＝[0 0 1]， $z=\left[\begin{array}{c}{z}_1\\ z_2\\ z_3\end{array}\right]$

z₁，z₂分别对应伺服***角速度的估计和伺服***角速度微分的估计，z₃为***被扩张的状态，即为f(ω,t,T_L,n)的动态估计是ω的估计值；

L是观测器需要设计的一个矩阵，β₁、β₂、β₃是需要设计的参数，这里采用依带宽参数化设计的方法，分别取β₁＝k₁＝3ω_o、β₂＝k₂＝3ω_o ²、β₃＝k₃＝ω_o ³，ω_o是观测器带宽。

令u₀为一个虚拟的控制量，为***的扩张状态即总扰动的估计，那么传递函数简化为：通过误差反馈再进行调节：对反馈的角度值与角度期望值的误差(r-θ)、角速度ω以及角速度微分的估计z₂设计不同的增益k₄-k₆，用它们的组合u₀＝k₄(r-θ)-k₅ω-k₆z₂来调节***，反馈调节参数k₄、k₅、k₆根据控制器带宽ω_c确定,选择其中k₄＝ω_c ³、k₅＝3ω_c ²、k₆＝3ω_c。

与已有技术相比，本发明的技术特点与效果：

与现有的以微处理器为控制元件采用PID控制算法的技术相比，本发明的有益效果是采用ADRC控制算法后***对于扰动不再敏感，可以进行动态地抑制和补偿，***的响应速度，准确性，稳定性均得到了很大的改善。而且以FPGA为控制核心进一步简化了硬件电路设计，保证了水平环路和俯仰环路控制的同步性。通过上位机人机交互界面可以检测该***的性能，对于投入使用前***的性能验证也有重要的意义。

附图说明

图1为本发明的整体结构框图。

图2为控制电路实物图。

图3为控制电路执行算法的流程图。

图4为DAC产生提供给旋变的激磁信号。

图5为机械***的理想数学模型。

图6为含ADRC的控制器的具体实现形式。

图7为上位机图形化人机交互界面。

图8为最终的阶跃响应曲线。

具体实施方式

本发明所采用的技术方案是采用自抗扰控制器取代传统的PID控制，采用“观测+补偿”的方法积极主动地对不确定扰动进行估计并抑制其影响。具体实现方式为：将***不确定性和外部扰动的总和当作“总扰动”，将其作为被扩张的状态，通过观测器将它与***状态一并观测得到，用“总扰动”对***进行补偿后***得以简化，之后再进行反馈调节，从而实现对所有不确定扰动的估计补偿。

完整***工作的目的在于以伺服电机为执行机构，通过一系列措施，控制天线雷达实时地转动并保持在期望的特定角度。为达成这一目标：

①用H桥芯片通过PWM波提供给电机不同电压水平的电压控制电机有不同的转速，当给出电压为0是电机停止旋转。

②为保证在存在未知扰动的情况下伺服***还能实现很好的定位和跟踪，需要根据ADRC算法设计相应的控制器，控制器在FPGA实现，其输出用来确定H桥芯片输出PWM波形的占空比，从而控制电机旋转并保持在特定的期望角度值。

③为实现②所述控制器，我们需要通过姿态采集得到电机当前旋转的角位置和角速度作为控制器的输入，电机当前旋转的角位置和角速度通过旋转变压器和测速电机来检测。

④在③所述过程中需要用到数模转换和模数转换，通过我们***中所设计电路的D/A和A/D芯片来实现。

⑤通过上位机软件与下位机通信，来观察***的当前状态和控制效果。

本发明的另一个方面，为了解决微处理器非同步问题，本发明的核心元件选择了现场可编程门阵列(FPGA)。对于FPGA而言其内部逻辑资源丰富，可以高速并行地完成数字逻辑运算。这样即可以实现方位轴和俯仰轴两个自由度的同步控制。此外FPGA可以对于指定的命令迅速地做出反应，对于复杂的算法我们可以设计成流水线的方式来实现，这样除了第一次执行算法要花费较长的时间外，以后执行每个算法均可在一个时钟周期内完成。因此***的快速性和稳定性得到了提高。

以上所说的控制算法即在FPGA中实现，雷达天线水平方向和俯仰方向两个自由度对应环路的角速度、位置通过相应的传感器进行检测，传感器通过模数转换芯片ADC将数据输入到FPGA。在本发明中，FPGA执行绝大多数的逻辑运算，比如驱动电机旋转的电压由H桥芯片给出，但是应该实时地给出多大的电压这一“数字”，是由FPGA通过控制算法(包括所说的观测器、控制器等)相应的逻辑计算得到；又比如角度值的测量是通过旋转变压器这一传感器得到，但实际上旋转变压器的输出量只是连续的与角度值有一定关系的电压，怎样由这一电压实时地计算出此时的角度值，这一数学上的逻辑运算也是由FPGA来完成的。控制器即ADRC算法通过FPGA实现，该算法的具体实现形式在后文中给出详细说明。此外，FPGA也同时执行本发明中其它的逻辑运算，如旋转变压器的解码。

本发明的又一个方面，实现了上位机的图形化操作界面，通过串口通信的方式，实时地观测伺服***所处的位置；同时，通过同样的方式，通过上位机界面可以对伺服***传递命令和发送数据，这样控制器就可以根据收到的给定值控制伺服电机转动到特定的位置。此外，通过在发送随机数据命令的同时接收***位置信息的方式，通过比较可以测试***的快速性、准确性和稳定性。

为使本发明的技术目的、技术方案和优越性更加清楚明白，下面结合具体实施例，并结合附图，对本发明做进一步的详细说明。

在这里首先说明，在附图或说明书描述中，数学模型以控制领域常用的微分方程或传递函数的形式给出，控制器实现以软件流程图的形式给出，附图中未绘示或描述的实现方式，为所属技术领域中普通技术人员所认知的常用形式。另外，对于本文中所提供为特定值的参数，在实际操作中无需确切等于相应的值，而只要在可接受的误差容许范围或设计约束范围内即可。

图1给出了本发明的整体结构框图，图中：

1  控制电路基本结构

2  机械***框图

3  机械***的水平环路

4  机械***的俯仰环路

5  上位机软件界面

本发明的基本思想是首先组建一个可以带动天线在水平方向和俯仰方向两个自由度转动的机械***(2)，在该机械***中，对应环路的角速度、位置可以通过相应的传感器进行检测；其次是设计基于FPGA的控制电路(1)，控制电路的基本功能是通过传感器对机械***的位置和速度信号进行检测，实现机械***的驱动和控制；然后是建立包括机械***和控制电路的简单数学模型，根据所建立的模型设计自抗扰控制器；最后建立上位机界面(5)，并通过上位机界面观察自抗扰控制器的动态性能，适当调整自抗扰控制器参数，使其满足基本的性能指标要求。在整个***中控制电路是核心部分，它实现信号的检测，进行伺服驱动，执行控制算法，在上位机与下位机之间的通信接口也包括在控制电路中，通过通信接口实现多种命令的传递与数据的传输。

关于所述机械***：水平环路由伺服电机、测速发电机和旋转变压器组成。其中伺服电机用于控制天线在水平方向自由旋转，测速发电机主要用于伺服电机的速度检测，旋转变压器则是一种高性能、低成本的绝对位置检测元件。这些元件通过齿轮连接在一起，使得整个机械***成为一个整体。俯仰环路的组成与水平环路类似，但是俯仰环路不能够在0°～360°之间自由旋转，而是通过增加两个限位开关把伺服电机的旋转限位在水平位置±30°的范围内，这样在确保***实用性的同时增强了***的稳定性。两个额外的限位开关用于检测俯仰角是否达到相应的位置限制。限位开关实质上是一个常闭开关，当限位开关被触发，它会从低电平变为高电平，从而产生一个上升沿。对于机械***中的信号线和电源线：水平环路是固定的，直接接通即可；而对于俯仰环路则采用滑环连接，这样就避免了机械***旋转过程中线路对位置的限制。

关于所述基于FPGA的控制电路：附图2是控制电路的实物图，该控制电路除核心控制模块现场可编程门阵列(FPGA)外，主要由信号发送模块，信号采集模块、电机驱动模块以及串口通信模块组成。附图3是控制电路执行算法的基本流程。信号发送模块的功能是产生旋转变压器运行所需的激磁信号，该信号的产生采用了直接数字合成(DDS)技术，激磁信号的幅值存储在FPGA的ROM中，通过周期性地改变ROM的地址来读取幅值信息，然后发送给DAC，所产生的激磁信号如图4所示。数据采集模块主要用于在指定时刻采集旋转变压器的输出，采样时间通过判断激磁信号是否达到峰值而定，通过该过程完成旋转变压器输出信号的模拟量到数字量的转换。对于转换后的数字信号采用反正切运算便可以得到相应的角位置信息。根据得到的***当前位置信息与期望位置信息，通过相应的控制算法控制伺服电机旋转。为了提高***的集成度，减小硬件电路的体积，增强电路的可靠性，选择H桥路芯片LMD18200作为电机驱动模块。可以通过调节PWM占空比的方式来改变LMD18200的输出电压，从而控制伺服***的转速。串口通信模块主要用于实现上位机和下位机之间命令和数据的收发功能。

关于所述雷达天线跟踪伺服***的数学模型的建立：附图5是理想情况下的直流伺服***的数学模型，由图5可知雷达天线跟踪伺服***单个环路的开环传递函数为： ${\mathrm{\θ}}_m\left(s\right)=\frac{C_T/R}{{\mathrm{Js}}^2(T_{L}s+1)}{U}_{d0}\left(s\right)-\frac{1}{{\mathrm{Js}}^2}{T}_L\left(s\right)U_{d0},$ 其中U_d0为伺服电机的驱动电压，也即控制器输出相对应的值，θ_m为角度值，C_T是电流转矩常数，J是***的转动惯量，T_L是负载转矩，s是经拉氏变换到频域后的复数变量。伺服电机的角速度ω以及角度θ_m我们可以通过测速发电机以及旋转变压器得到，都是可直接利用的状态量。对于角位移θ_m它与角速度ω的积分关系是确定的，这种关系不会因扰动的改变而改变，因此为了简化设计ADRC的复杂度，可采用角速度ω作为ESO的输入去观测***的各种扰动。理想情况下从伺服***输入到角速度输出的传递函数为： $\mathrm{\ω}\left(s\right)=\frac{C_T/R}{\mathrm{Js}(T_{L}s+1)}{U}_{d0}\left(s\right)-\frac{1}{\mathrm{Js}}{T}_L\left(s\right),$ 其中ω是角速度。

关于所述雷达天线跟踪伺服***的含ADRC控制器设计，其设计思想是先通过观测器得到***总扰动的观测值，然后用扰动的观测值对原***进行补偿和消除，之后再对补偿后的***设计误差反馈环节。

这里对ADRC算法作以下简单说明：

对于常用的运动控制***，其数学模型可以表示为:其中y是位置输出，和分别表示输出的一阶微分和二阶微分，b是与***相关的一个常量，w是外界的扰动，t是表示时间的变量，u是***与力矩相关的输入，f(y,w,t)表示***内部和外部作用的总和。传统的控制方法期望找到一个十分接近真实***的一个线性的数学模型形如：然后对它设计控制器。然而当***的模型不能准确地得到或者其模型本身存在剧烈的时变，或者外界扰动比较大时，这样的方法的控制效果就会变差。

自抗扰控制技术(ADRC)的思想是：在控制器设计时只需要知道伺服***的阶次和参数b的近似值b₀(不精确的部分当做扰动来处理)。扩张状态观测器可以动态的估计出***的总扰动(***的扩张状态)，然后通过输入把总扰动补偿掉，即令那么原***就可以化简成积分串联型***对于这样一个简单的***，我们很容易通过误差反馈调节来取得很好的控制效果。

根据以上所述，该方法的关键在于扩张状态观测器，线性扩张状态观测器可以实现很好地跟踪效果：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{z}=\mathrm{Az}+\mathrm{Bu}+L(y-\hat{y})\\ \hat{y}=\mathrm{Cz}\end{array}\right.$

其中 $A=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ 0& 0& 1\\ 0& 0& 0\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{c}0\\ b_0\\ 0\end{array}\right],L=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_1\\ {\mathrm{\β}}_2\\ {\mathrm{\β}}_3\end{array}\right],$ C＝[0 0 1]， $z=\left[\begin{array}{c}{z}_1\\ z_2\\ z_3\end{array}\right]$

z₁，z₂分别对应***的输出和输出的微分的估计值，z₃为***被扩张的状态，即为f的动态估计是y的估计。

其中L是观测器需要设计的一个矩阵，β₁、β₂、β₃是需要设计的参数。

本发明取就可以把原***简化为用传统的误差反馈调节方法比如可以得到很好的控制效果。

图6给出了ADRC控制器的具体实现形式，该控制器的设计实现包括以下步骤：

步骤A，选择和确定***模型。以上建立的***数学模型实际上并不是***的精确模型而是近似模型，同时对于工作在恶劣环境下的天线伺服跟踪***，来自外部的不确定性扰动以及由于外部环境改变导致的***参数改变均会引起整个***偏离原来的数学模型。所以这里把***模型确定为如下非线性形式：

步骤B，建立扩张状态观测器(ESO)观测***状态和总扰动。把角速度ω以及控制器输出u作为ESO的输入，***状态以及***总扰动(***自身不确定性和外部扰动的总和)作为ESO的输出。图6是针对该***的ADRC的具体实现的仿真结构图。图中“***”与积分器4构成为本发明的实际***，它输出***的角位置，而图中“***”输出的则是角速度，可以由测速电机直接测量得到。因为角速度可以直接得到，所以为降低观测器的维度，以角速度ω作为观测器的输入y，而***本身的输出角位置则直接作为反馈量使用并不放入观测器。这样我们通过设计一个三阶的ESO可以得到***角速度、角加速度以及“总扰动”的观测值。虚线部分是三阶ESO的结构，z₁是角位置的观测值、z₂是角速度的观测值、z₃则是总扰动f的观测值，会根据环境动态的改变而变化；图中k₁-k₆均为比例增益，其中k₁、k₂、k₃是观测器参数，k₄、k₅、k₆是反馈调节参数。它与y经过加法器即得到它经过增益k₃后再积分可以得到z₃；z₃、b₀u、k₂(y-z₁)三个量经加法器后再积分可以得到z₂，；z₂、k₁(y-z₁)两个量经加法器后再积分可以得到z₁。通过选取ESO的带宽ω_o可以确定参数k₁、k₂、k₃，其中k₁＝3ω_o、k₂＝3ω_o ²、k₃＝ω_o ³。ESO的带宽ω_o的选择需要低于***噪声的最低频率，且在***硬件可承受的范围内其值越大越好。

步骤C，扰动补偿和设计误差反馈环节。ADRC的核心思想是把观测到的动态扰动消除，加法器7实现对总扰动的补偿和对***的简化，通过将原***化为积分串联型。然后根据传统控制理论的思想设计误差反馈环节得到u₀，加法器4-加法器6是实现误差反馈调节的部分，对反馈的角位置与期望值的误差(r-θ)、角速度(ω)以及角速度微分的估计(z₂)设计不同的增益(k_4-k₆)，用它们的组合u₀＝k₄(r-θ)-k₅ω-k₆z₂来调节***，反馈调节参数k₄、k₅、k₆根据控制器带宽ω_c确定,选择即可，其中k₄＝ω_c ³、k₅＝3ω_c ²、k₆＝3ω_c。最终设计反馈律如图6所示。b0可设置为一个使输入乘b0的乘法器；b0的取值范围由***自身的参数确定。

关于所述雷达天线伺服跟踪***的上位机界面的建立：如附图7所示为建立的上位机界面示意图，该界面主要是为了向控制电路发送控制指令和数据。其中包括俯仰角的大小，水平角的大小，通过文本框输入和显示。为了通过单一的串口区别所发送的不同数据，定义发送数据的高2位为控制位，低6位为数据位。高2位为00时表示搜索模式，此时数据位被忽略，雷达天线伺服跟踪***以额定转速进行运转，用来模拟雷达天线跟踪伺服***的搜索模式。高2位为01和10时则分别表明数据位为水平角度值和俯仰角度值。高2位为11时则保持原状态不变。雷达天线的当前位置也通过文本框显示，接收数据是通过数据的最高位来判断当前接收到的是水平角还是俯仰角。从而实现了对雷达发送和接收信号的模拟，对***投入使用前的验证有着重大意义。在验证***性能过程中，通过上位机的图形化人机交互界面向下位机发送位置信号的方式可以观察***的阶跃响应，附图8给出了***水平环路的阶跃响应曲线，可以看出***能够以很快的速度基本无超调地达到指定位置。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，其特征是，包括：

雷达天线；

测速电机和旋转变压器的检测装置，用于检测雷达天线的位置和角度状态信息；

伺服电机为执行机构，用于对雷达天线的位置状态进行误差补偿；

控制器接收检测装置输出的数据和给定的期望角度值实现扰动观测、模型简化、模型控制以及执行机构的驱动，模型是指伺服电机的驱动电压和雷达天线的位置、角度、角速度关系的数学抽象；

控制器进一步包括扰动观测器和误差反馈环节，将模型不确定性和外部扰动的总和当作总扰动，将其作为被扩张的状态，通过扰动观测器观测得到，并通过扰动补偿对模型进行简化；误差反馈环节对扰动补偿后的简化的模型进行控制。

2.如权利要求1所述的基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，其特征是，扰动观测器为可参数化设计的扩张状态观测器ESO，观测***状态和总扰动，把角速度ω以及控制器输出u作为ESO的输入，将模型不确定性和外部扰动的总和当作总扰动，总扰动的观测值作为ESO的输出，通过选取ESO的带宽ω_o来确定参数k₁、k₂、k₃，其中k₁＝3ω_o、k₂＝3ω_o ²、k₃＝ω_o ³，ESO的带宽ω_o的选择需要低于***噪声的最低频率。

3.如权利要求2所述的基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，其特征是，建立扩张状态观测器ESO观测模型状态和总扰动，把角速度ω以及控制器输出u作为ESO的输入，模型状态以及模型总扰动作为ESO的输出；ESO是三阶结构，是ADRC算法中观测器的实现，其具体形式如下：z₁是角位置的观测值、z₂是角速度的观测值、z₃则是***的总扰动f的观测值，z₃会根据环境动态的改变而变化；k₁-k₆均为比例增益；与y经过加法器得到它经过增益k₃后再积分可以得到z₃，z₃、b₀u、k₂(y-z₁)三个量经加法器后再积分可以得到z₂，其中b₀是与伺服***相关的一个常量参数的估计，y即为伺服***的角速度ω，；z₂、k₁(y-z₁)两个量经加法器后再积分可以得到z₁；预设角度值依次经加法器4同相端、k₄、加法器5同相端、加法器6同相端、加法器7同相端、增益b₀、驱动伺服***，伺服***的角速度ω作为输出y输出到加法器1，伺服***的输出角速度还通过k₅反馈到加法器5反相输入端，z₂通过k6反馈到加法器6反相输入端，z₃反馈到加法器7反相输入端。

4.如权利要求1所述的基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，其特征是，通过ESO进行扰动观测和补偿，将模型简化为一个积分串联型模型，在此基础上加入误差反馈环节进行调节，参数k_4、k_5、k₆根据控制器带宽ω_c确定,选择其中k₄＝ω_c ³、k₅＝3ω_c ²、k₆＝3ω_c。

5.如权利要求1所述的基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，其特征是，伺服电机、测速电机和旋转变压器组成水平环路，其中伺服电机用于控制天线在水平方向自由旋转，测速电机主要用于伺服电机的速度检测，旋转变压器则是绝对位置检测元件，伺服电机、测速电机和旋转变压器通过齿轮连接在一起并成为一个整体；俯仰环路的组成与水平环路类似，但是俯仰环路不能够在0°～360°之间自由旋转，而是通过增加两个限位开关把伺服电机的旋转限位在水平位置±30°的范围内，两个额外的限位开关用于检测俯仰角是否达到相应的位置限制，对于机械***中的信号线和电源线：水平环路是固定的，直接接通；而对于俯仰环路则采用滑环连接。

6.如权利要求1所述的基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪***，其特征是，控制器设置在可编程门阵列FPGA中，此外，FPGA中还另外设置有信号发送模块，信号采集模块、电机驱动模块以及串口通信模块，信号发送模块的用于采用直接数字合成(DDS)方式产生旋转变压器运行所需的激磁信号，激磁信号的幅值存储在FPGA的ROM中，FPGA通过周期性的改变ROM的地址来读取幅值信息，然后发送给DAC；数据采集模块主要用于在指定时刻采集旋转变压器的输出，采样时间通过判断激磁信号是否达到峰值而定，通过该过程完成旋转变压器输出信号的模拟量到数字量的转换；对于转换后的数字信号FPGA上采用反正切运算得到相应的角位置信息，电机驱动模块由H桥路芯片构成，通过调节输入H桥路芯片脉冲信号PWM占空比的方式来改变H桥路芯片的输出电压，从而控制伺服电机的转速；串口通信模块主要用于实现上位机和下位机之间命令和数据的收发功能。

7.一种基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪方法，其特征是，首先组建一个可以带动天线在水平方向和俯仰方向两个自由度转动的机械***，在该机械***中，对应环路的角速度、位置通过相应的传感器进行检测；其次是设计基于FPGA的控制电路，控制电路的基本功能是通过传感器对机械***的位置和速度信号进行检测，实现机械***的驱动；然后是建立包括机械***和控制电路的数学模型；建立自抗扰控制器：将数学模型不确定部分和外部扰动的总和当作总扰动，将其作为被扩张的状态，通过观测器将总扰动与***状态一并观测得到，用“总扰动”对数学模型进行补偿后得以简化；再对补偿后得以简化的的数学模型设计控制器，从而实现对所有不确定扰动的估计补偿；之后再根据所建立的模型设计自抗扰控制器，并依据相应的方法调节其参数从而取得良好的控制效果。

8.如权利要求7所述的基于自抗扰控制器的雷达天线伺服跟踪方法，其特征是，建立数学模型、自抗扰控制器进一步具体为：数学模型的建立：从伺服***输入到角速度输出的传递函数为：

$\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ω}}\≈f(\mathrm{\ω},\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}},\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ω}},t,T_L,n)+b_{0}u$

其中，ω,分别为角速度、角速度的微分以及二阶微分，t表示时间，T_L为负载转矩，n表示其他***内部作用的信息，包括电机转矩常数C_T，伺服***转动惯量J，b₀为与***相关的一个常量参数的估计，u表示控制器输出；表示模型内部和外部作用的总合；

通过线性扩张状态观测器得到的动态估计

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{z}=\mathrm{Az}+\mathrm{Bu}+L(\mathrm{\ω}-\widehat{\mathrm{\ω}})\\ \widehat{\mathrm{\ω}}=\mathrm{Cz}\end{array}\right.$

其中 $A=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ 0& 0& 1\\ 0& 0& 0\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{c}0\\ b_0\\ 0\end{array}\right],L=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_1\\ {\mathrm{\β}}_2\\ {\mathrm{\β}}_3\end{array}\right],C=\left[\begin{array}{ccc}0& 0& 1\end{array}\right],z=\left[\begin{array}{c}{z}_1\\ z_2\\ z_3\end{array}\right]$

z₁，z₂分别对应伺服***角速度的估计和伺服***角速度微分的估计，z₃为***被扩张的状态，即为的动态估计是ω的估计值；

L是观测器需要设计的一个矩阵，β₁、β₂、β₃是需要设计的参数，这里采用依带宽参数化设计的方法，分别取β₁＝k₁＝3ω_o、β₂＝k₂＝3ω_o ²、β₃＝k₃＝ω_o ³，ω_o是观测器带宽。

令u₀为一个虚拟的控制量，为***的扩张状态即总扰动的估计，那么传递函数简化为：通过误差反馈再进行调节：对反馈的角度值与角度期望值的误差(r-θ)、角速度ω以及角速度微分的估计z₂设计不同的增益k₄-k₆，用它们的组合u₀＝k₄(r-θ)-k₅ω-k₆z₂来调节***，反馈调节参数k₄、k₅、k₆根据控制器带宽ω_c确定,选择其中k₄＝ω_c ³、k₅＝3ω_c ²、k₆＝3ω_c。