CN104316785A - 一种天馈线测试仪及延伸器件误差修正方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种天馈线测试仪、以及利用所述天馈线测试仪完成的延伸器件误差修正方法。所述天馈线测试仪，包括信号合成模块、功分器、定向耦合器、测试端口、幅相接收机模块、FPGA数字中频处理器和CPU控制器，其中：信号合成模块，包括激励信号源和本振信号源；幅相接收机模块，包括一个R通道和一个A通道，在R通道和A通道后方各设置一个A/D转换模块。在测量过程中先在仪器的测试端口完成校准后，再接上延伸器件的情况下，通过利用本发明中的天馈线测试仪对延伸器件的传输参数进行测量，根据电缆的理论损耗公式，利用延伸器件的传输参数对延伸器件接被测件的测试数据进行修正，无需重新校准，从而提高了测量精度和测试效率。

Description

一种天馈线测试仪及延伸器件误差修正方法

技术领域

本发明涉及一种天馈线测试仪、以及在接入延伸器件时利用天馈线测试仪完成的延伸器件误差修正方法。

背景技术

天馈线测试仪，由于其硬件***的不完善性，存在***误差。目前，天馈线测试仪在测量之前必须先进行校准，以对***误差进行修正。天馈线测试仪的***误差可用一个具有三项误差系数的误差模型来表示，如图1所示：三个误差系数项分别为E_d(方向性)、E_s(源匹配)和E_r(反射跟踪)，a为入射波，b为反射波，Γ_m为测量反射系数，Γ为实际反射系数。

通过公式(9)可以得到误差系数项、反射系数测量值、反射系数实际值的关系，即：

Γ_m＝E_d-(E_dE_s-E_r)Γ+E_sΓ_mΓ    (9)

现有的校准与误差修正方法有两种：机械校准和电子校准。

机械校准过程为：依次连接开路器、短路器、负载到测试端口，获得由3个公式(9)方程式组成的方程组，进行方程组求解得到误差系数项。

电子校准过程为：连接电子校准件到测试端口，电子校准件内部通过电子开关形成各种电子标准，获得由公式(9)组成的方程组，进行方程组求解得到误差系数项。在后面的测试中使用误差系数项对测量值同样使用公式(9)进行误差修正得到正确的测量值。

但在很多的实际测量情形中，无法在被测件的测试端面进行校准，例如探针测量、或是使用了电缆等延伸线后导致测试端口与校准件不匹配等。这种情况下，目前仅在仪器的测试端口进行校准，把延伸器件和被测件当作一个整体进行测量，忽略了延伸器件造成的影响，由于被测件的测试端面和校准端面不一致，而存在较大的误差。另外，若延伸器件端面可以进行校准，天馈线测试仪可以在延伸器件端面重新校准，以提高测量精度，然而效率较低。

发明内容

针对现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种天馈线测试仪，在仪器完成校准后，再接延伸器件时，无需重新校准就可以修正因校准端面和测试端面不一致而造成的误差，利于提高测试精度和测试效率。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种天馈线测试仪，包括信号合成模块、功分器、定向耦合器、测试端口、幅相接收机模块、FPGA数字中频处理器和CPU控制器，其中：

信号合成模块，包括激励信号源和本振信号源；

幅相接收机模块，包括一个R通道和一个A通道，在R通道和A通道后方各设置一个A/D转换模块；

激励信号源，用于产生激励信号，并将产生的激励信号发送至功分器；

功分器，用于将所述激励信号功分为两路，一路作为参考信号送入R通道表征入射波，另一路经定向耦合器加到测试端口上作为被测件的激励信号；

定向耦合器，用于将从测试端口得到的被测件的反射波分离出来送入A通道；

本振信号源，用于产生与激励信号源同步的频差固定的本振信号，并将产生的本振信号分别送入R通道和A通道；

进入R通道和A通道的信号分别与本振信号进行基波混频，输出中频信号；

A/D转换模块，用于对所述中频信号进行放大滤波和数字化，转化为数字化中频信号；

FPGA对数字化中频处理器，用于对所述数字化中频信号进行I/Q分解和滤波，提取被测网络的幅度信息和相位信息，并发送给CPU控制器；

CPU控制器，一方面用于控制信号合成模块产生射频信号，另一方面用于对被测网络的幅度信息和相位信息进行比值运算、误差修正，求出被测网络的反射参数。

进一步，上述CPU控制器还连接有通信接口。

此外，本发明还提出了一种延伸器件误差修正方法，其采用如下技术方案：

一种延伸器件误差修正方法，采用上述天馈线测试仪，在接入延伸器件的测试中，

将延伸器件等效于一段有耗传输线，其长度为l，则散射参数矩阵S为：

$\left[S\right]=\frac{1}{{2\mathrm{ZZ}}_0\cosh \left(\mathrm{\γl}\right)+(Z^2+{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)}\left[\begin{array}{cc}(Z^2-{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)& {2\mathrm{ZZ}}_0\\ {2\mathrm{ZZ}}_0& (Z^2-{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中，Z、Z₀分别表示传输线和仪器端口的阻抗，γ＝α+jβ，α、β分别表示传输线的损耗和延时；

当Z＝Z₀时，该段传输线的散射参数矩阵简化为：

$\left[S\right]=\left[\begin{array}{cc}{S}_{11}& S_{12}\\ S_{21}& S_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& e^{-\mathrm{\γl}}\\ e^{-\mathrm{\γl}}& 0\end{array}\right]---\left(2\right)$

仪器本质是进行反射参数的测量，其测量值可由公式(3)式表达：

Γ_m＝S₂₁·Γ·S₁₂＝e^-2γl·Γ    (3)

式中，Γ_m表示仪器测量值，Γ表示被测件的真实值，S₂₁、S₁₂表示延伸器件的正向和反向传输参数；

在进行端口延伸时，先使延伸器件末端悬空，测量空气开路，近似认为Γ＝1；这样获得的测量值Γ_m1为：

Γ_m1＝e^-2γl    (4)

由Γ_m1可获得延伸器件的***损耗Loss为：

Loss＝10log₁₀|Γ_m1|    (5)

利用公式(5)，对Γ_m1的幅值部份进行修正，修正过程如下：

①由公式(5)获得各频点的损耗值，计为Loss₁；

②采用最小二乘法对Loss₁进行直线拟合，之后选择1/4和3/4扫宽处的两个频点，代入式(6)、(7)中，获得所有频点的损耗值，计为Loss₂：

$\mathrm{Loss}\left(f\right)=\mathrm{Lo}\mathrm{ss}1*{\left(\frac{f}{\mathrm{freq}1}\right)}^n---\left(6\right)$

$n=\frac{{\log }_{10}\left|\frac{\mathrm{Loss}1}{\mathrm{Loss}2}\right|}{{\log }_{10}\frac{\mathrm{freq}1}{\mathrm{freq}2}}---\left(7\right)$

③将Loss₂重新代入公式(5)中，获得修正后Γ_m1幅值；

再接上真实的被测件，这样获得的测量值Γ_m2可由公式(8)式表达：

Γ_m2＝e^-2γl·Γ    (8)

将修正后的Γ_m1幅值带入(8)式中，得到被测件的真实值Γ。

本发明具有如下优点：

本发明述及的天馈线测试仪，在测量过程中先在仪器的测试端口完成校准后，再接上延伸器件的情况下，通过利用本发明中的天馈线测试仪对延伸器件的传输参数进行测量，根据电缆的理论损耗公式，利用延伸器件的传输参数对延伸器件接被测件的测试数据进行修正，无需重新校准，从而提高了测量精度和测试效率。

附图说明

图1为现有技术中天馈线测试仪误差系数模型示意图；

图2为本发明中天馈线测试仪的硬件结构框图；

图3为接入延伸器件的测试中信号传输的数学模型示意图；

图4为图3中信号传输的数学模型简化示意图；

其中，1-信号合成模块，2-功分器，3-定向耦合器，4-测试端口，5-幅相接收机模块，6-FPGA数字中频处理器，7-CPU控制器，8-通信接口，9-激励信号源，10-本振信号源。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施方式对本发明作进一步详细说明：

结合图2所示，一种天馈线测试仪，包括信号合成模块1、功分器2、定向耦合器3、测试端口4、幅相接收机模块5、FPGA数字中频处理器6和CPU控制器7。

其中，信号合成模块1，包括激励信号源9和本振信号源10。

幅相接收机模块5，包括一个R通道和一个A通道，在R通道和A通道后方各设置一个A/D转换模块。

激励信号源9，用于产生激励信号，并将产生的激励信号发送至功分器2。

功分器2，用于将所述激励信号功分为两路，一路作为参考信号送入R通道表征入射波，另一路经定向耦合器3加到测试端口4上作为被测件的激励信号。

定向耦合器3，用于将从测试端口得到的被测件的反射波分离出来送入A通道。

本振信号源10，用于产生与激励信号源9同步的频差固定的本振信号，并将产生的本振信号分别送入R通道和A通道。

进入R通道和A通道的信号分别与本振信号进行基波混频，输出中频信号。

A/D转换模块，用于对中频信号进行放大滤波和数字化，转化为数字化中频信号。

FPGA对数字化中频处理器6，用于对所述数字化中频信号进行I/Q分解和滤波，提取被测网络的幅度信息和相位信息，并发送给CPU控制器7。

CPU控制器7是整个***的控制和数据处理中心，一方面通过向信号合成模块1上的CPLD发送数字信号来控制该模块产生射频信号，另一方面用于对被测网络的幅度信息和相位信息进行比值运算、误差修正，求出被测网络的反射参数。

此外，CPU控制器7还连接有通信接口8，用于实现上位机对天馈线测试仪的远程控制功能，当然，天馈线测试仪还可以将测量结果通过通信接口8传至上位机。

本发明还提出了一种延伸器件误差修正方法，其采用如下技术方案：

一种延伸器件误差修正方法，采用上述的天馈线测试仪，在使用了延伸器件的测试中，信号传输的数学模型如图3所示：

将延伸器件等效于一段有耗传输线，其长度为l，则散射参数矩阵S为：

$\left[S\right]=\frac{1}{{2\mathrm{ZZ}}_0\cosh \left(\mathrm{\γl}\right)+(Z^2+{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)}\left[\begin{array}{cc}(Z^2-{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)& {2\mathrm{ZZ}}_0\\ {2\mathrm{ZZ}}_0& (Z^2-{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中，Z、Z₀分别表示传输线和仪器端口的阻抗，γ＝α+jβ，α、β分别表示传输线的损耗和延时；

当Z＝Z₀时，该段传输线的散射参数矩阵简化为：

$\left[S\right]=\left[\begin{array}{cc}{S}_{11}& S_{12}\\ S_{21}& S_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& e^{-\mathrm{\γl}}\\ e^{-\mathrm{\γl}}& 0\end{array}\right]---\left(2\right)$

此时，信号传输的数学模型可以简化为图4所示，

仪器本质是进行反射参数的测量，其测量值可由公式(3)式表达：

Γ_m＝S₂₁·Γ·S₁₂＝e^-2γl·Γ    (3)

式中，Γ_m表示仪器测量值，Γ表示被测件的真实值，S₂₁、S₁₂表示延伸器件的正向和反向传输参数；

在进行端口延伸时，先使延伸器件末端悬空，测量空气开路，近似认为Γ＝1；这样获得的测量值Γ_m1为：

Γ_m1＝e^-2γl    (4)

在计算被测件的真实值Γ前，先利用电缆的理论损耗公式对Γ_m1的幅值部份进行修正：

由Γ_m1可获得延伸器件的***损耗Loss为：

Loss＝10log₁₀|Γ_m1|    (5)

由于延伸器件接空气开路时其转接处存在一定的反射，所以测得的Loss值表现为一条波动递减的曲线，为了去除波动以接近真实值，利用公式(5)，对Γ_m1的幅值部份进行修正，

Γ_m1的幅值修正过程为：

①由公式(5)获得各频点的损耗值，计为Loss₁；

②采用最小二乘法对Loss₁进行直线拟合，之后选择1/4和3/4扫宽处的两个频点，代入式(6)、(7)中，获得所有频点的损耗值，计为Loss₂：

$\mathrm{Loss}\left(f\right)=\mathrm{Lo}\mathrm{ss}1*{\left(\frac{f}{\mathrm{freq}1}\right)}^n---\left(6\right)$

$n=\frac{{\log }_{10}\left|\frac{\mathrm{Loss}1}{\mathrm{Loss}2}\right|}{{\log }_{10}\frac{\mathrm{freq}1}{\mathrm{freq}2}}---\left(7\right)$

③将Loss₂重新代入公式(5)中，获得修正后Γ_m1幅值；

再接上真实的被测件，这样获得的测量值Γ_m2可由公式(8)式表达：

Γ_m2＝e^-2γl·Γ    (8)

将修正后的Γ_m1幅值带入(8)式中，得到被测件的真实值Γ。

根据上述端口延伸的原理，天馈线测试仪的端口延伸步骤如下：

①在测试端口完成校准过程，打开误差修正；

②进入端口延伸菜单，按屏幕提示连接延伸器件，点击“测量开路”；

③等待测量完成后，仪器自动进行端口延伸相关计算，并打开端口延伸误差修正。

相比现有技术而言，本发明中的天馈线测试仪能够对测量中使用了延伸器件等而引入的损耗和相位误差进行修正，无需重新校准，提高了测量精度和测试效率。

当然，以上说明仅仅为本发明的较佳实施例，本发明并不限于列举上述实施例，应当说明的是，任何熟悉本领域的技术人员在本说明书的教导下，所做出的所有等同替代、明显变形形式，均落在本说明书的实质范围之内，理应受到本发明的保护。

Claims (3)

1.一种天馈线测试仪，其特征在于，包括信号合成模块、功分器、定向耦合器、测试端口、幅相接收机模块、FPGA数字中频处理器和CPU控制器，其中：

信号合成模块，包括激励信号源和本振信号源；

幅相接收机模块，包括一个R通道和一个A通道，在R通道和A通道后方各设置一个A/D转换模块；

激励信号源，用于产生激励信号，并将产生的激励信号发送至功分器；

功分器，用于将所述激励信号功分为两路，一路作为参考信号送入R通道表征入射波，另一路经定向耦合器加到测试端口上作为被测件的激励信号；

定向耦合器，用于将从测试端口得到的被测件的反射波分离出来送入A通道；

本振信号源，用于产生与激励信号源同步的频差固定的本振信号，并将产生的本振信号分别送入R通道和A通道；

进入R通道和A通道的信号分别与本振信号进行基波混频，输出中频信号；

A/D转换模块，用于对所述中频信号进行放大滤波和数字化，转化为数字化中频信号；

FPGA数字化中频处理器，用于对所述数字化中频信号进行I/Q分解和滤波，提取被测网络的幅度信息和相位信息，并发送给CPU控制器；

CPU控制器，一方面用于控制信号合成模块产生射频信号，另一方面用于对被测网络的幅度信息和相位信息进行比值运算、误差修正，求出被测网络的反射参数。

2.根据权利要求1所述的一种天馈线测试仪，其特征在于，所述CPU控制器还连接有通信接口。

3.一种延伸器件误差修正方法，采用如权利要求1所述的天馈线测试仪，其特征在于，在接入延伸器件的测试中，

将延伸器件等效于一段有耗传输线，其长度为l，则散射参数矩阵S为：

$\left[S\right]=\frac{1}{{2\mathrm{ZZ}}_0\cosh \left(\mathrm{\γl}\right)+(Z^2+{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)}\left[\begin{array}{cc}(Z^2-{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)& {2\mathrm{ZZ}}_0\\ {2\mathrm{ZZ}}_0& (Z^2-{Z_0}^2)\sinh \left(\mathrm{\γl}\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中，Z、Z₀分别表示传输线和仪器端口的阻抗，γ＝α+jβ，α、β分别表示传输线的损耗和延时；

当Z＝Z₀时，该段传输线的散射参数矩阵简化为：

$\left[S\right]=\left[\begin{array}{cc}{S}_{11}& S_{12}\\ S_{21}& S_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& e^{-\mathrm{\γl}}\\ e^{-\mathrm{\γl}}& 0\end{array}\right]---\left(2\right)$

仪器本质是进行反射参数的测量，其测量值可由公式(3)式表达：

Γ_m＝S₂₁·Γ·S₁₂＝e^-2γl·Γ   (3)

式中，Γ_m表示仪器测量值，Γ表示被测件的真实值，S₂₁、S₁₂表示延伸器件的正向和反向传输参数；

在进行端口延伸时，先使延伸器件末端悬空，测量空气开路，近似认为Γ＝1；这样获得的测量值Γ_m1为：

Γ_m1＝e^-2γl   (4)

由Γ_m1可获得延伸器件的***损耗Loss为：

Loss＝10log₁₀|Γ_m1|   (5)

利用公式(5)，对Γ_m1的幅值部份进行修正，修正过程如下：

①由公式(5)获得各频点的损耗值，计为Loss₁；

②采用最小二乘法对Loss₁进行直线拟合，之后选择1/4和3/4扫宽处的两个频点，代入式(6)、(7)中，获得所有频点的损耗值，计为Loss₂：

$\mathrm{Loss}\left(f\right)=\mathrm{Loss}1*{\left(\frac{f}{\mathrm{freq}1}\right)}^n---\left(6\right)$

$n=\frac{{\log }_{10}\left|\frac{\mathrm{Loss}1}{\mathrm{Loss}2}\right|}{{\log }_{10}\frac{\mathrm{freq}1}{\mathrm{freq}2}}---\left(7\right)$

③将Loss₂重新代入公式(5)中，获得修正后Γ_m1幅值；

再接上真实的被测件，这样获得的测量值Γ_m2可由公式(8)式表达：

Γ_m2＝e^-2γl·Γ   (8)

将修正后的Γ_m1幅值带入(8)式中，得到被测件的真实值Γ。