CN104170241A - 电动机的控制装置以及电动机的控制方法 - Google Patents

Abstract

进行电压相位控制的电动机的控制装置具备：dq轴电压生成部，基于电压相位指令值和电压矢量范数指令值，计算dq轴电压指令值；稳定化滤波器，包含基于从施加电压至输出电流的传递特性而决定的第一至第四滤波器而构成，去除dq轴电流相对于dq轴电压指令值的共振特性；以及电压施加部，根据最终dq轴电压指令值，对电动机施加交流电压。稳定化滤波器基于对d轴电压指令值和q轴电压指令值分别实施了第一滤波器和第二滤波器的处理的结果而生成最终d轴电压指令值，且根据对d轴电压指令值和q轴电压指令值分别实施了第三滤波器和第四滤波器的处理的结果而生成最终q轴电压指令值。

Description

电动机的控制装置以及电动机的控制方法

技术领域

本发明涉及将从电池供应的直流电压通过逆变器变换为交流电压并施加给交流电动机的***的控制。

背景技术

作为交流电动机的转矩控制，已知通过基于矢量控制的PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)控制而控制电流的PWM控制、和通过施加矩形波电压而旋转驱动交流电动机的矩形波控制。此外，作为用于实现所谓弱磁通量区域中的输出提高的控制，已知在矩形波电压控制中，根据转矩指令值和实际转矩的偏差而操作电压相位，从而控制交流电动机的转矩的电压相位控制。

根据上述的矩形波电压控制，尽管能够实现弱磁通量区域中的输出提高，但导致控制响应性恶化。因此，在电动机的转速剧烈变化时，有可能施加电压的控制响应延迟、输出电流紊乱。

在JP2006－320039A中，在矩形波电压控制中，根据转矩指令值和实际转矩的偏差而操作电压相位，在电动机的转速剧烈变化时，根据电动机的转速的变化率校正电压振幅，从而防止控制响应性的恶化。

发明内容

但是，在JP2006－320039A中记载的控制方法中，有可能由于输出电流相对于电动机的输入电压的共振特性而产生振动，从而失去控制稳定性。能够通过减小电压相位的操作量从而抑制振动，但导致控制响应性恶化。

本发明的目的在于，实现从电压输入至电流输出的控制***的稳定性提高而不使控制响应性恶化。

一个实施方式中的电动机的控制装置进行电压相位控制，以根据目标转矩而操作电压相位指令值。并且，具备dq轴电压生成部，基于电压相位指令值和电压矢量范数指令值，计算d轴电压指令值和q轴电压指令值。进而，具备稳定化滤波器，包含基于从电动机的施加电压至输出电流的传递特性而决定的第一至第四滤波器而构成，去除d轴电流以及q轴电流相对于d轴电压指令值以及q轴电压指令值的共振特性。该稳定化滤波器根据对d轴电压指令值和q轴电压指令值分别实施了第一滤波器和第二滤波器的滤波器处理的结果而生成最终d轴电压指令值，且根据对d轴电压指令值和q轴电压指令值分别实施了第三滤波器和第四滤波器的滤波器处理的结果而生成最终q轴电压指令值。基于这样生成的最终d轴电压指令值以及最终q轴电压指令值，对电动机施加交流电压。

以下详细说明本发明的实施方式、本发明的优点、以及添付的附图。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式中的电压相位控制的控制框图。

图2是表示第一实施方式的稳定化滤波器的结构的图。

图3A是在构成了稳定化滤波器的情况下的奈奎斯特线图。

图3B是在未构成稳定化滤波器的情况下的奈奎斯特线图。

图4是表示第一实施方式的dq轴电压生成部的结构的图。

图5是在进行第一实施方式的电压相位控制的情况下的时间图。

图6是表示调制率的计算结果的图。

图7是表示电角速度和最大调制率的关系的图。

图8是表示第二实施方式的稳定化滤波器的结构的图。

图9A是在构成了第一实施方式的稳定化滤波器的情况下的奈奎斯特线图。

图9B是在构成了第二实施方式的稳定化滤波器的情况下的奈奎斯特线图。

图10是表示第三实施方式的稳定化滤波器的结构的图。

图11是表示第三实施方式的dq轴电压生成部的结构的图。

图12是表示第四实施方式的dq轴电压生成部的结构的图。

图13是各实施方式中公共的控制程序的流程图。

具体实施方式

以下，基于附图说明本发明的实施方式。

(第一实施方式)

图1是第一实施方式中的电动机控制的控制框图。该控制按照后述的流程图而执行。

转矩控制器1根据运转状态，被输入由未图示的控制器设定的转矩指令值T^＊、和作为后述的转矩运算器13的输出的电动机9的估计转矩T_cal的差分，并将根据式(1)进行PI放大后的值作为电压相位指令值α^＊而输出。其中，Kp为比例增益，Ki为积分增益。

[数1]

${\mathrm{\α}}^{*}=\frac{K_{p}s+K_i}{s}(T^{*}-T_{\mathrm{cal}})\·\·\·\left(1\right)$

对dq轴电压生成部2输入电压相位指令值α^＊、由直流电压传感器14检测到的电池电压检测值V_dc、由转速运算器11计算出的电动机9的电角速度ω_re。电角速度ω_re基于由位置检测器10检测到的转子的电角θ而被计算。dq轴电压生成部2计算适当的电压矢量范数(ノルム)指令值V_a ^＊，且生成并输出dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊。关于dq轴电压生成部2的详细的内容在后面叙述。

稳定化滤波器3进行抵消dq轴电流i_d、i_q相对于dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊的共振特性而使反馈环稳定化的处理，输出最终dq轴电压指令值v_d ^＊＊、v_q ^＊＊。关于稳定化滤波器3的细节在后面叙述。

dq轴/UVW相变换器4基于由位置检测器10检测到的转子的电角θ，将最终dq轴电压指令值v_d ^＊＊、v_q ^＊＊根据式(2)而变换为三相电压指令值v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊并输出。

[数2]

$\left[\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_d^{**}\\ v_q^{**}\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

PWM变换器5进行死区时间(デッドタイム)补偿和电压利用率提高处理，且生成与三相电压指令值v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊对应的逆变器6的功率元件驱动信号D_uu ^＊、D_ul ^＊、D_vu ^＊、D_vl ^＊、D_wu ^＊、D_wl ^＊。另外，由于死区时间补偿以及电压利用率提高处理都是公知的，所以省略说明。

对逆变器6连接电池7。电池电压Vdc由直流电压传感器14检测。逆变器6基于上述的功率元件驱动信号D_uu ^＊、D_ul ^＊、D_vu ^＊、D_vl ^＊、D_wu ^＊、D_wl ^＊，将电池电压V_dc变换为模拟正弦波电压v_u、v_v、v_w并输出。由上述的dq轴/UVW相变换器4、PWM变换器5、以及逆变器6构成电压施加部。

对电动机9施加模拟正弦波电压v_u、v_v、v_w。电流传感器8在电动机9的各相中流过的电流之中，检测U相电流i_u、V相电流i_v。没有由电流传感器8检测的W相电流i_w根据式(3)而求得。

[数3]

i_w＝-i_u-i_v      …(3)

UVW相/dq轴变换器12使用由位置检测器10检测到的转子的电角θ、由电流传感器8检测到的U相电流i_u、V相电流i_v、以及根据式(3)计算出的W相电流i_w，根据式(4)而变换为dq轴电流检测值id、iq。

[数4]

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

转速运算器11根据电角θ的单位时间的变化量，计算电动机的电角速度即ω_re并输出。

转矩运算器13使用dq轴电流检测值i_d、i_q，根据式(5)，计算并输出转矩运算值T_cal。其中，p为极对数，Φ_a为转子的磁铁磁通量，L_d、L_q为dq轴的电感值。另外，也可以使用应变传感器等检测转矩。

[数5]

T_cal＝p·{Φ_a+(L_d-L_q)i_d}i_q      …(5)

接着，说明稳定化滤波器3的细节。

图2是表示稳定化滤波器3的结构的图。τ_m是dq轴电流i_d、i_q对于dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊的期望的响应时间常数。稳定化滤波器3由具有该时间常数的低通滤波器LPF1、LPF2、高通滤波器HPF1、HPF2、以及由k11、k12、k21、k22组成的增益而构成。

各增益根据式(6)－(9)而决定。

[数6]

$k_{11}=\frac{{{\mathrm{RL}}_d}^{\′}}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\·\·\·\left(6\right)$

[数7]

$k_{12}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L_d}^{\′}{L}_q}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\·\·\·\left(7\right)$

[数8]

$k_{21}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d{L_q}^{\′}}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\·\·\·\left(8\right)$

[数9]

$k_{22}=\frac{{{\mathrm{RL}}_q}^{\′}}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\·\·\·\left(9\right)$

其中，R为绕线电阻，L_d以及L_q为dq轴的静态电感值，L_d’以及L_q’同为动态电感值。由于在各增益中包含电角速度ω_re，所以成为与电角速度相应的值。

通过设为上述那样的结构，得到作为从dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊至dq轴电流i_d、i_q的传递函数的式(10)。

[数10]

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{m}s+1}\left[\begin{array}{cc}\frac{R}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}& \frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\\ \frac{-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}& \frac{R}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_d^{*}\\ v_q^{*}\end{array}\right]\·\·\·\left(10\right)$

式(10)表示稳定增益成为在维持了电动机本来的dq轴电压和dq轴电流的关系的状态下，将过渡的动态(ダイナミックス)作为时间常数τ_m的一阶滞后。

图3A以及图3B表示关于在构成了上述的稳定化滤波器3的情况和未构成的情况下的稳定性，对从转矩指令值T^＊至转矩运算值T_cal的开环传递函数进行线性近似，通过奈奎斯特线图进行比较的例子。图3A是在构成了稳定化滤波器3的情况下的图，图3B是在未构成稳定化滤波器3的情况下的图。

构成了稳定化滤波器3的情况和未构成的情况的相位余量都充分。但是，在未构成稳定化滤波器3的情况下，增益余量为2.35[dB]，相对于一般所需要的12[dB]有较大不足。因此，需要降低PI增益等，从而确保增益余量，反馈环的响应速度不得不进一步下降。另一方面，在构成了稳定化滤波器3的情况下，增益余量成为36.4[dB]，能够进一步提高PI增益而实现反馈环的响应速度提高。

接着，说明dq轴电压生成部2的细节。

图4是表示dq轴电压生成部2的结构的图。图5是表示在以上述的结构进行电压相位控制的情况下的各值的变动的时间图。

一般而言，电压相位控制在电动机的端子电压达到由电池电压引起的上限的高旋转区域中使用。在电压相位控制中，如图5的左端所示，电压矢量范数指令值V_a ^＊固定于由电池电压决定的上限，仅操作电压相位指令值α^＊而控制转矩。若使电压相位指令值α^＊如图5所示那样阶梯地增大，则由dq轴电压生成部2生成的dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊如从图5的左端起第2个所示那样阶梯地降低。并且，若构成稳定化滤波器3，则根据dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊而计算的最终dq轴电压指令值v_d ^＊＊、v_q ^＊＊、以及由式(11)表示的对电动机9最终施加的电压矢量范数V_a ^＊＊示出如图5所示那样的过渡的变动。即，最终的电压矢量范数V_a ^＊＊和最终的电压相位指令值α^＊＊根据电压相位指令值α^＊的变化而分别相对于电压矢量范数V_a ^＊和电压相位指令值α^＊偏移，但随着时间的经过，偏移量收敛到零。

[数11]

$V_a^{**}=\sqrt{v_d^{**2}+v_q^{**2}}\·\·\·\left(11\right)$

图4的最大调制率预测部41通过后述的方法，预测电压矢量范数最大上升到什么程度。电压矢量范数生成部42通过后述的方法，过渡地决定不超过最大调制率的电压矢量范数指令值V_a ^＊。

首先，说明最大调制率预测部41。

若将当前的电压相位指令值α^＊设为α^＊ ₀，则在接着阶梯变化到α^＊ ₁的情况下能够将变化成为最大时的调制率Mstep通过式(12)－(15)求得。另外，将稳定的调制率设为1。

[数12]

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d0}^{*}=-{\sin \mathrm{\α}}_0^{*}\\ v_{q0}^{*}=\cos {\mathrm{\α}}_0^{*}\\ v_{d1}^{*}=-{\sin \mathrm{\α}}_1^{*}\\ v_{q1}^{*}={\cos \mathrm{\α}}_1^{*}\end{array}\right.\·\·\·\left(12\right)$

[数13]

$v_{d\_\mathrm{step}}^{**}=v_{d0}^{*}+\frac{k_{11}}{{\mathrm{\τ}}_m}(v_{d1}^{*}-v_{d0}^{*})+\frac{k_{12}}{{\mathrm{\τ}}_m}(v_{q1}^{*}-v_{q0}^{*})\·\·\·\left(13\right)$

[数14]

$v_{q\_\mathrm{step}}^{**}=v_{q0}^{*}+\frac{k_{21}}{{\mathrm{\τ}}_m}(v_{d1}^{*}-v_{d0}^{*})+\frac{k_{22}}{{\mathrm{\τ}}_m}(v_{q1}^{*}-v_{q0}^{*})\·\·\·\left(14\right)$

[数15]

$M_{\mathrm{step}}=V_{a\_\mathrm{step}}^{**}=\sqrt{v_{d\_\mathrm{step}}^{**}+v_{q\_\mathrm{step}}^{**}}\·\·\·\left(15\right)$

图6表示对当前的电压指令值α^＊ ₀和之后的电压指令值α^＊ ₁的各种组合的每一个计算出M_step的结果。

作为当前的信息而得到电压指令值α^＊ ₀，但由于之后的电压指令值α^＊ ₁实际上是由驾驶员的油门操作而决定的未来值，所以预测是困难的。因此，在电压指令值α^＊可取的范围内将最大的调制率M_step选择为Mmax，将其设为最大调制率预测部41的输出。另外，实际上若实时执行如图6那样的运算则有运算负荷变得过大的可能性，所以也可以将预先离线求得的最大调制率Mmax进行列表，根据当前的电压相位指令值α^＊而进行参照。

此外，从式(13)、(14)中包含稳定化滤波器3的系数(包含电角速度ω_re)可知，最大调制率Mmax如图7所示那样根据电角速度ω_re而变化。从而，最大调制率Mmax的表更优选设为根据电压相位指令值α^＊和电角速度ω_re而进行参照的2维表。

接着，说明电压矢量范数生成部42。

在电压矢量范数生成部42中，根据最大调制率Mmax以及电池电压V_dc、和预先设定的最大调制率指令值Mmax^＊，通过式(16)而算出维持稳定化滤波器3的效果的同时电压利用率成为最大的电压矢量范数指令值v_a ^＊。

[数16]

$V_a^{*}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{\sqrt{2}}\×\frac{M_{\max }^{*}}{M_{\max }}\·\·\·\left(16\right)$

最大调制率指令值Mmax^＊在设为不超过线性极限的情况、即想要设为电动机9的端子间电压能够维持正弦波的范围的情况下设为1。另一方面，在设为不超过物理极限的情况、即想要设为端子间电压尽管饱和而失真，但相当于基本波成为最大的矩形波电压的情况下设为1.1。

根据如上述那样求得的电压矢量范数指令值V_a ^＊、电压相位指令值α^＊、以及式(17)，计算dq轴电压指令值v_d ^＊、v_q ^＊。

[数17]

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d^{*}=-V_a^{*}\sin {\mathrm{\α}}^{*}\\ v_q^{*}=V_a^{*}\cos {\mathrm{\α}}^{*}\end{array}\right.\·\·\·\left(17\right)$

说明第一实施方式的作用效果。

由于对公知的进行转矩反馈电压相位控制的控制装置，构成与dq轴电压指令值模型匹配的稳定化滤波器3，生成最终dq轴电压指令值，所以能够构成去除从电压输入至电流输出的共振，且响应中没有振动的控制***。

由于还具备转矩运算部13，并构成基于输出转矩和目标转矩的偏差而操作电压相位差指令值α^＊的反馈环，因此能够构成稳定余量度更高的反馈***，能够提高快速响应性。

dq轴电压生成部2设定过渡的调制率的最大值成为预先设定的调制率上限值以下的电压矢量范数。由此，能够以在稳定化滤波器3的动作所需的范围内电压利用率成为最大的调制率进行驱动，能够实现反馈环的响应性提高、稳定性提高、以及高效率化。

dq轴电压生成部2基于电压相位指令值α^＊而预测调制率上升的最大值Mmax，通过进行逆运算以使该预测值成为调制率上限值Mmax^＊以下，从而设定电压矢量范数。由此，能够与对每个当前的电压相位不同的调制率的最大值对应地生成适当的电压矢量范数。

dq轴电压生成部2在调制率的最大值的预测中，除了使用电压相位指令值α^＊之外，还使用电动机9的旋转速度。由于在调制率的上升过渡期中的最大值根据电动机9的旋转速度而不同，由此能够生成更适当的电压矢量范数。

(第二实施方式)

第二实施方式中，稳定化滤波器3的结构与第一实施方式不同。在此，说明与第一实施方式的不同点。

图8是表示本实施方式的稳定化滤波器3的结构的图。在本实施方式中，将图2的稳定化滤波器3的各系数(k11、k12、k21、k22)如以下那样简化。

第一，由于在分子中没有电角速度ω_re的系数与有电角速度ω_re系数相比充分小，所以忽略。

[数18]

$k_{11}=\frac{{{\mathrm{RL}}_d}^{\′}}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\≈0\·\·\·\left(18\right)$

[数19]

$k_{22}=\frac{{{\mathrm{RL}}_q}^{\′}}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\≈0\·\·\·\left(19\right)$

第二，由于各系数的分母的第一项(R²)与第2项和分子相比充分小，所以忽略。

[数20]

$k_{12}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L_d}^{\′}{L}_q}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\≈\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L_d}^{\′}{L}_q}{{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}=\frac{{L_d}^{\′}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d}={k_{12}}^{\′}\·\·\·\left(20\right)$

[数21]

$k_{21}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d{L_q}^{\′}}{R^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}\≈\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d{L_q}^{\′}}{{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}}^2{L}_d{L}_q}=\frac{{L_q}^{\′}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_d}={k_{12}}^{\′}\·\·\·\left(21\right)$

图9A以及图9B是表示基于如上述那样简化的结构的奈奎斯特线图的分析结果的图，图9A是在未简化稳定化滤波器3的情况下的图，图9B是在简化了的情况下的图。

根据分析结果，可知简化了的情况与未简化的情况相比大体上特性不改变，能够在维持了效果的状态下降低运算负荷。此外，可知常数设计或适应所需的工时也能够降低。

另外，在本实施方式中，第一实施方式中的式(13)、(14)也对应于式(18)－(21)的简化而如式(22)、(23)那样进行置换。

[数22]

$v_{d\_\mathrm{step}}^{**}=v_{d0}^{*}+\frac{{k_{12}}^{\′}}{{\mathrm{\τ}}_m}(v_{q1}^{*}-v_{q0}^{*})\·\·\·\left(22\right)$

[数23]

$v_{q\_\mathrm{step}}^{**}=v_{q0}^{*}+\frac{{k_{21}}^{\′}}{{\mathrm{\τ}}_m}(v_{d1}^{*}-v_{d0}^{*})\·\·\·\left(23\right)$

以上，根据第二实施方式，除了与第一实施方式相同的效果之外，能够进一步简化稳定化滤波器3的结构，能够实现运算负荷的降低和常数适应的简化。

(第三实施方式)

第三实施方式中，稳定化滤波器3以及dq轴电压生成部2的结构与第二实施方式不同。在此，说明与第二实施方式的不同点。

图10是表示本实施方式的稳定化滤波器3的结构的图。

考虑构成增益的电感值L_d、L_q、L_d’、L_q’具有依赖于电流的特性，预先生成并存储以电角速度ω_re、d轴电流i_d、以及q轴电流i_q为指标的增益图(map)，通过参照图而求得增益。

另外，还能够将增益图的指标设为转矩指令值T^＊、电池电压值V_dc，而代替设为d轴电流i_d、q轴电流i_q。

通过设为上述那样的结构，从而即使电动机9的驱动条件变化也设定适当的增益，得到一定的稳定性以及一定的响应性。

图11是表示本实施方式的dq轴电压生成部2的结构的图。

虽然通过参照图求得稳定化滤波器3的系数k12’、k21’，但如图11所示，在最大调制率预测中使用的稳定化滤波器3的增益k12’、k21’也同样使用通过参照图而求得的值。

通过设为这样的结构，从而即使稳定化滤波器3的增益变化，也能够高精度地预测与其对应的调制率的最大值，能够防止对电动机9施加的电压的饱和。

(第四实施方式)

第四实施方式中，dq轴电压生成部2的结构与第三实施方式不同。在此，说明与第三实施方式的不同点。

图12是表示本实施方式的dq轴电压生成部2的结构的图。

电压矢量范数图是以转矩指令值T^＊、电池电压V_dc、以及电角速度ω_re为指标的图，是使用离线计算出的电压矢量范数指令值而生成的图。

这对应于在稳定化滤波器3的增益中包含依赖于由转矩和电池电压决定的电流的常数(L_d、L_q、L_d’、L_q’)和电角速度ω_re。此外，由于转矩和电压相位中有相关性，所以将转矩指令值设为指标，从而能够近似地参照对应于电压相位指令值α^＊的电压矢量范数。

其中，转矩和电压相位的关系根据电动机9的温度变化等而变动。因此，优选在设计在电压矢量范数图中存储的值时具有余量，以便即使考虑这样的变动要因，对电动机9的施加电压也不会饱和。

图13是从上述的第一实施方式至第四实施方式中公共的控制程序的流程图。流程图的内容如以下那样。

在步骤S1中，取得转矩指令值T^＊、电流值i_d、i_q、转子的电角θ、电角速度ω_re、电池电压Vdc。

在步骤S2中，通过转矩运算器13，使用电流值i_d、i_q而计算估计转矩T_cal。

在步骤S3中，通过转矩控制器1，对转矩指令值T^＊和估计转矩T_cal的偏差进行PI放大，计算电压相位指令值α^＊。

在步骤S4中，通过dq轴电压生成部2计算电压矢量范数指令值Va^＊，该电压矢量范数指令值Va^＊考虑了稳定化滤波器3带来的调制率上升。在步骤S5中，将电压相位指令值α^＊以及电压矢量范数指令值Va^＊变换为dq轴分量v_d ^＊、v_q ^＊。

在步骤S6中，通过稳定化滤波器3，对dq轴分量v_d ^＊、v_q ^＊进行稳定化处理，计算最终dq轴电压指令值v_d ^＊＊、v_q ^＊＊。

在步骤S7中，将最终dq轴电压指令值v_d ^＊＊、v_q ^＊＊变换为三相交流电压指令。在步骤S8中，经由PWM变换器5以及逆变器6，对电动机9施加三相交流电压。

另外，本发明不限定于上述的实施方式，更不用说能够在权利要求书中记载的技术的思想的范围内进行各种的变更。

本申请主张基于2012年3月14日向日本专利厅申请的特愿2012－057735的优先权，该申请的全部的内容通过参照而编入本说明书。

Claims (9)

1.一种电动机的控制装置，进行根据目标转矩而操作电压相位指令值的电压相位控制，具备：

dq轴电压生成部，基于所述电压相位指令值和电压矢量范数指令值，计算d轴电压指令值和q轴电压指令值；

稳定化滤波器，包含基于从所述电动机的施加电压至输出电流的传递特性而决定的第一至第四滤波器而构成，去除d轴电流以及q轴电流相对于所述d轴电压指令值以及所述q轴电压指令值的共振特性，生成最终d轴电压指令值以及最终q轴电压指令值；以及

电压施加部，基于所述最终d轴电压指令值以及所述最终q轴电压指令值，对所述电动机施加交流电压，

所述稳定化滤波器基于对所述d轴电压指令值和所述q轴电压指令值分别实施了第一滤波器和第二滤波器的滤波器处理的结果而生成最终d轴电压指令值，且基于对所述d轴电压指令值和所述q轴电压指令值分别实施了第三滤波器和第四滤波器的滤波器处理的结果而生成最终q轴电压指令值。

2.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其中，

最终的电压矢量范数和最终的电压相位指令值通过所述稳定化滤波器的滤波器处理，根据所述电压相位指令值的变化而分别相对于电压矢量范数和电压相位指令值偏移，随着时间的经过，偏移量收敛于零。

3.如权利要求1或2所述的电动机的控制装置，其中，还具备：

转矩探测部，估计或者检测所述电动机的输出转矩，

构成基于所述输出转矩和所述目标转矩的差而操作电压相位差指令值的反馈环。

4.如权利要求1至3的任一项所述的电动机的控制装置，其中，

所述dq轴电压生成部设定过渡的调制率的最大值成为预先设定的调制率上限值以下的电压矢量范数。

5.如权利要求4所述的电动机的控制装置，其中，

所述dq轴电压生成部基于所述电压相位指令值而预测调制率上升的最大值，通过进行逆运算以使该预测值成为所述调制率上限值以下，从而设定所述电压矢量范数。

6.如权利要求1至5的任一项所述的电动机的控制装置，其中，

所述第一滤波器和所述第四滤波器由低通滤波器和高通滤波器的合成而构成，所述第二滤波器和所述第三滤波器由高通滤波器构成。

7.如权利要求1至5的任一项所述的电动机的控制装置，其中，

所述第一滤波器和所述第四滤波器由低通滤波器构成，所述第二滤波器和所述第三滤波器由高通滤波器构成。

8.如权利要求5所述的电动机的控制装置，其中，

所述dq轴电压生成部除了基于所述电压相位指令值之外，还进一步基于所述电动机的旋转速度来预测所述调制率的最大值。

9.一种电动机的控制方法，进行根据目标转矩而操作电压相位指令值的电压相位控制，具备：

基于所述电压相位指令值和电压矢量范数指令值，计算d轴电压指令值和q轴电压指令值的步骤；

使用基于从所述电动机的施加电压至输出电流的传递特性、以能够去除d轴电流以及q轴电流相对于所述d轴电压指令值以及所述q轴电压指令值的共振特性的方式决定的第一至第四滤波器，基于对所述d轴电压指令值和所述q轴电压指令值分别实施了第一滤波器和第二滤波器的滤波器处理的结果，生成最终d轴电压指令值的步骤；

使用所述第一至第四滤波器，基于对所述d轴电压指令值和所述q轴电压指令值分别实施了第三滤波器和第四滤波器的滤波器处理的结果，生成最终q轴电压指令值的步骤；以及

基于所述最终d轴电压指令值以及所述最终q轴电压指令值，对所述电动机施加交流电压的步骤。