CN104092390A - 一种超低压高效输入自供电整流器电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超低压高效输入自供电整流器电路，包括倍压器电路和有源二极管，其特征在于：所述倍压器电路对模拟输入电压整流并扩大输出电压摆幅，有源二极管实现电流单向导通，输出稳定直流电压，且倍压器电路的输出与有源二极管的输入相连，通过两者即可实现输入供电整流。本发明所述整流桥采用倍压器电路，扩大了输出电压范围，减小了导通压降，加快转换速率，采用输入自供电技术，减少功耗，实现了较高的转换效率。所述有源二极管采用比较器控制其导通与关断，实现了单向导通，利用衬底调制技术，避免了闩锁效应及PN结反向击穿，更好地满足了电路的要求。

Description

一种超低压高效输入自供电整流器电路

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，尤其涉及用于能量获取的超低压高效输入自供电整流器电路，针对整流器实现了高效低电压整流的目的，主要用于能量获取电路。

背景技术

随着半导体技术的不断发展，电路规模的逐渐扩大，电路结构也变得更为复杂，传统意义的电池已很难符合当前工艺要求，为解决以上问题，能量获取技术近几年受到各界广泛关注。能量获取技术能够从外界获取能量并将其转换为可利用的电能。当前主要能量来源可分为四种，即振动能、温差能、光能和射频能。其中，振动能、温差能已经在人体嵌入医疗器械、运动市场、钟表市场等方面获得了应用，光能获取更是近几年发展最快的新能源技术之一。而射频能可从全球数十亿个无线发射器获得，包括移动电话、手持无线电设备、移动基站、电视/无线广播台等，或者使用专用发射机进行控制。与传统有源***相比，该技术具有面积小、功耗低、续航时间长、维持成本低、对环境污染小等优点。

图1所示为能量获取的电路图，该能量获取技术分两级实现，第一级是通过整流桥，将输入端的交流信号转换成半波信号；第二级是用DC-DC转换器，将半波信号转换为稳定的直流信号，为负载提供稳定输出电压，而实现由输入获取能量并且提供给负载的目的。

发明内容

本发明的目的在于提供了一种用于能量获取的超低压高效输入自供电整流器电路，以完成能量获取。

本发明的技术方案是：

一种超低压高效输入自供电整流器电路，包括倍压器电路和有源二极管，其特征在于：所述倍压器电路对模拟输入电压整流并扩大输出电压摆幅，有源二极管实现电流单向导通，输出稳定直流电压，且倍压器电路的输出与有源二极管的输入相连，通过两者即可实现输入供电整流。

作为一种优化的技术方案，所述倍压器电路包括晶体管MN1和晶体管MN2组成差分输入对，有源负载包括晶体管MP1及晶体管MP2组成，晶体管MP3作为共源放大器，晶体管MN3是有源负载，电阻R1和电阻R2组成电阻分压器，晶体管MPS和晶体管MNS是有源二极管，其余三个电容分别为C1，C2和CS，模拟交流电源V_in+和V_in-作为模拟输入；晶体管MN1的漏端分别与晶体管MP1的漏端、晶体管MP2的栅端和晶体管MP3的栅端相连，源端与体端相连并接地，栅端与电阻分压器的输出端相连，晶体管MN2的漏端分别与晶体管MP1的栅端，晶体管MP2的漏端相连，源端与体端相连并接地，栅端接模拟输入电平V_in+，晶体管MN3的漏端分别与栅端，晶体管MP3的漏端，晶体管MNS的栅端，晶体管MPS的栅端，电容CS相连，源端与体端相连并接地，晶体管MNS的漏端接模拟输入电平V_in+，与晶体管MPS的漏端相连，源端与体端相连并接地，晶体管MP1的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，晶体管MP2的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，晶体管MP3的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，晶体管MPS的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，电容C1一端与电容C2和模拟输入V_in-相连，另一端接模拟输出V_hw，电容C2一端与电容C1和模拟输入V_in-相连，另一端接地，电容CS一端分别与晶体管MN3的栅端，晶体管MNS的栅端，晶体管MP3的漏端，晶体管MPS的栅端相连，电容CS的另一端接地，电阻分压器的输出端与晶体管MN1的栅端相连，另外两端分别接模拟输出V_hw和地。

作为一种优化的技术方案，所述晶体管MN1的尺寸与晶体管MN2的尺寸相同，且制造工艺相同。

作为一种优化的技术方案，所述电阻R1的阻值与电阻R2的阻值相等。

作为一种优化的技术方案，所述晶体管MP1与晶体管MP2组成正反馈环，用来增强信号，加快翻转速率。

作为一种优化的技术方案，所述晶体管MP3在小信号输入时可以提供满摆幅输出。

作为一种优化的技术方案，所述电容CS的一端可以同时控制晶体管MNS和晶体管MPS的开关。

作为一种优化的技术方案，由四个晶体管组成比较器结构控制有源二极管的开关；所述晶体管MP4与晶体管MP5相连作为比较器的输入，晶体管MN4和晶体管MN5构成电流镜作为比较器的负载。

作为一种优化的技术方案，所述晶体管MP的尺寸要远大于晶体管MP4和MP5的尺寸。

作为一种优化的技术方案，所述有源二极管仅在输入大于输出时导通，实现了单向导通。

由于采用上述技术方案，与现有技术相比较，本发明由两级组成，第一级是整流桥电路，第二级是有源二极管。所述整流桥采用倍压器电路，扩大了输出电压范围，减小了导通压降，加快转换速率，采用输入自供电技术，减少功耗，实现了较高的转换效率。所述有源二极管采用比较器控制其导通与关断，实现了单向导通，利用衬底调制技术，避免了闩锁效应及PN结反向击穿，更好地满足了电路的要求。本发明可用于能量获取电路中。

附图说明

图1为能量获取技术电路图；

图2为第一级整流桥的电路图；

图3为第一级整流桥的核心电路原理图；

图4为第二级有源二极管的电路原理图；

图5为第二级有源二极管的衬底调制电路原理图；

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。

本发明所涉及的专业术语说明

PMOS：P-channel metal oxide semiconductor FET，P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管；

NMOS：N-channel metal oxide semiconductor FET，N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管。

Divider resistors：电阻分压器。

C：Capacitance，电容。

一种超低压高效输入自供电整流器电路，包括倍压器电路和有源二极管，其特征在于：所述倍压器电路对模拟输入电压整流并扩大输出电压摆幅，有源二极管实现电流单向导通，输出稳定直流电压，且倍压器电路的输出与有源二极管的输入相连，通过两者即可实现输入供电整流。

如图2所示，为第一级整流桥的电路图，在模拟输入V_in+大于V_hw时，二极管D1导通，V_in对电容C1充电，且输出V_hw由V_in提供；当V_in+小于V_hw时，二极管D2导通，模拟输入V_in对电容C2充电，输出V_hw值由存储在C1中的能量提供。

参照图3，示出了第一级整流桥的核心电路原理图。电阻分压器的R1和R2阻值相等，晶体管MN1和晶体管MN2构成一个简单的比较器，当模拟输入V_in值大于V_hw/2，晶体管MN1关断，晶体管MN2导通，晶体管MP1的栅端接地，MP1导通，晶体管MP3的栅端输入为V_hw，MP3关断，此时，电容CS不充电，VC为低电平，晶体管MPS导通，模拟输入V_in对电容C1充电并且对V_hw提供输出电压；当模拟输入V_in值小于V_hw/2值时，晶体管MN2关断，晶体管MN1导通，晶体管MP2和晶体管MP3的栅端接地导通，VC为高电平，晶体管MNS导通，模拟输入V_in对电容C2充电，此时输出V_hw由存储在第一电容C1中的能量提供。

为提高转换速率，由晶体管MP1和晶体管MP2组成一个正反馈环来加强信号。当输入电压很小时，晶体管MP3可以提供满摆幅输出。电容CS避免有源二极管形成环振。该整流桥采用倍压器结构，扩大了输出电压范围，减小了导通压降，保证输入较低时可以正常工作，同时采用输入自供电技术，减少额外能量消耗，提高能量转换效率。

参照图4，示出了第二级有源二极管的电路原理图。当V_hw大于V_out时，MP4的栅源电压先达到阈值电压，MP4导通，将MN4与MN5的栅级接到高电位，镜像电路工作，致使MP导通，V_hw对输出V_out充电。当V_out比V_hw大时，工作状态与上述相反，MP关断，阻止电流逆向流动。由图4可以得出

|V_gs，4|＝|V_gs，MP|

|V_ds，MP|＝|V_gs，4|-|V_gs，5|               (1)

由公式(1)可得，晶体管MP工作在线性区，晶体管MP4和MP5工作在饱和区，流经两者的电流可分别表示为

|I_DS，MP|＝K_MP[|(V_gs，MP-V_TP)V_DS，MP|-V_DS，MP ²/2]

|I_DS，4|＝K₄(V_gs，4-V_TP)²/2              (2)

由公式(2)可得到

|I_DS，4/I_DS，MP|＝K₄K₅/K_MP(K₅-K4)                (3)

其中，K_MP，K₄和K₅分别表示晶体管MP，MP4和MP5的比例系数，且K_i＝μ_PC_ox(W/L)_i。

为了减少功耗，提高转换效率，由公式(3)可知，I_DS，4/I_DS，MP的值必须足够小，即晶体管MP的尺寸要远大于晶体管MP4和MP5的尺寸。

初始时刻，晶体管MP处在弱反型区，V_DS，MP为定值且与晶体管MP1与MP2的尺寸比例有关。随着电流增大，MP进入强反型区，V_DS，MP随之变化，即

$\left|V_{\mathrm{DS},\mathrm{MP}}\right|=\frac{\sqrt{K_5}-\sqrt{K_4}}{\sqrt{K_{\mathrm{MP}}(K_5-K_4)}}\sqrt{2\left|I_{\mathrm{DS},\mathrm{MP}}\right|}---\left(4\right)$

由公式(4)可得，电压降与成正比，导通电阻与成反比，应增大MP的栅宽来减小导通电阻。

此设计用4个MOS管组成了比较器，只有在V_hw大于V_out时，MP才导通，实现了单向导通，流经比较器的电流很小并且仅在开关MP导通时存在，减少了不必要的功耗，大大提高了电压转换效率。

参照图5，示出了第二级有源二极管的衬底调制电路原理图。如图5所示，当V_hw值高于V_out值时，MPB1导通，MPB2关断，MPB1将MP的衬底电位偏置在高电位。当V_hw值小于V_out值时，MPB2实现以上功能。该设计运用衬底调制技术，保证了开关MP的衬底电位一直偏置在高电位，避免闩锁效应及PN结的反向击穿。MPB1及MPB2的尺寸应远小于MP的尺寸，以节省额外的面积和功耗。晶体管MP6的使用虽然增大了一部分面积，但保证了有源二极管在所有工艺角下都可以开启，属于开关的辅助部分，同时可以提高开启速度，减少整流时间。开关管正常开启后，晶体管MP6将处于高阻状态，对电路不产生影响，不消耗功耗。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种超低压高效输入自供电整流器电路，包括倍压器电路和有源二极管，其特征在于：所述倍压器电路对模拟输入电压整流并扩大输出电压摆幅，有源二极管实现电流单向导通，输出稳定直流电压，且倍压器电路的输出与有源二极管的输入相连，通过两者即可实现输入供电整流。

2.如权利要求1所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述倍压器电路包括晶体管MN1和晶体管MN2组成差分输入对，有源负载包括晶体管MP1及晶体管MP2组成，晶体管MP3作为共源放大器，晶体管MN3是有源负载，电阻R1和电阻R2组成电阻分压器，晶体管MPS和晶体管MNS是有源二极管，其余三个电容分别为C1，C2和CS，模拟交流电源V_in+和V_in-作为模拟输入；晶体管MN1的漏端分别与晶体管MP1的漏端、晶体管MP2的栅端和晶体管MP3的栅端相连，源端与体端相连并接地，栅端与电阻分压器的输出端相连，晶体管MN2的漏端分别与晶体管MP1的栅端，晶体管MP2的漏端相连，源端与体端相连并接地，栅端接模拟输入电平V_in+，晶体管MN3的漏端分别与栅端，晶体管MP3的漏端，晶体管MNS的栅端，晶体管MPS的栅端，电容CS相连，源端与体端相连并接地，晶体管MNS的漏端接模拟输入电平V_in+，与晶体管MPS的漏端相连，源端与体端相连并接地，晶体管MP1的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，晶体管MP2的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，晶体管MP3的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，晶体管MPS的源端与体端相连并接模拟输出V_hw，电容C1一端与电容C2和模拟输入V_in-相连，另一端接模拟输出V_hw，电容C2一端与电容C1和模拟输入V_in-相连，另一端接地，电容CS一端分别与晶体管MN3的栅端，晶体管MNS的栅端，晶体管MP3的漏端，晶体管MPS的栅端相连，电容CS的另一端接地，电阻分压器的输出端与晶体管MN1的栅端相连，另外两端分别接模拟输出V_hw和地。

3.如权利要求2所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述晶体管MN1的尺寸与晶体管MN2的尺寸相同，且制造工艺相同。

4.如权利要求2所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述电阻R1的阻值与电阻R2的阻值相等。

5.如权利要求2所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述晶体管MP1与晶体管MP2组成正反馈环，用来增强信号，加快翻转速率。

6.如权利要求2所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述晶体管MP3在小信号输入时可以提供满摆幅输出。

7.如权利要求2所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述电容CS的一端可以同时控制晶体管MNS和晶体管MPS的开关。

8.如权利要求1所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：由四个晶体管组成比较器结构控制有源二极管的开关；所述晶体管MP4与晶体管MP5相连作为比较器的输入，晶体管MN4和晶体管MN5构成电流镜作为比较器的负载。

9.权利要求8所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述晶体管MP的尺寸要远大于晶体管MP4和MP5的尺寸。

10.权利要求8所述的超低压高效输入自供电整流器电路，其特征在于：所述有源二极管仅在输入大于输出时导通，实现了单向导通。