CN203933396U - 直流-直流转换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种直流-直流转换器，其包括输出电路、分压电路、反馈控制电路、输入电压选择电路，所述输入电压选择电路包括第三功率开关、第四功率开关、电压比较器、逻辑电路。第一电源通过第三功率开关连接至输出电路，第二电源通过第四功率开关连接至输出电路，所述电压比较器用于比较第一电源的电压与第二电源的电压的大小，在第一电压源的电压高于第二电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路，使得所述逻辑电路控制第三功率开关导通，第四功率开关截止，在第二电源的电压高于第一电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路，此时所述逻辑电路控制第四功率开关导通，第三功率开关截止。从而实现了多个输入电源的切换。

Description

直流-直流转换器

【技术领域】

本实用新型涉及电源转换领域，特别是涉及一种直流-直流转换器。

【背景技术】

DC/DC(直流-直流)转换器是一种常见的、应用广泛的电源管理电路。目前的电子产品，比如笔记本、手机、MP3中都采用了这种DC-DC转换器。DC/DC(直流-直流)转换器通常是将一种输入电压转换成另一种输出电压。然而，很多情况下，可以存在多输入电压，比如锂电池电压、充电适配器的电压等，在现有技术中有时为每种输入电压都设计一款单独的DC-DC转换器，这样的设计成本很高。

另外，在一些应用中，比如笔记本中，如果有适配器***，那么应该优先使用适配器的输入电压，如果未有适配器***，才开始使用锂电池提供的输入电压。然而，现有技术中为了实现此目的需要设计负责的控制电路来进行控制。

此外，现有技术中的DC-DC转换器也存在随着温度变化，而导致输出电压变化的问题。同时，现有技术中的DC-DC转换器功耗也较高，也需要进一步降低其静态或动态功耗。

为此，有必要提供一种新的技术方案来解决上述问题。

【实用新型内容】

本实用新型的目的在于提供一种直流-直流转换器，其可以按照顺序在多个输入电源之间进行切换供电。

为了达到本实用新型的目的，本实用新型提出一种直流-直流转换器，其包括输出电路、分压电路、反馈控制电路、输入电压选择电路。所述输出电路包括第一功率开关、第二功率开关、电感和电容，第一功率开关的一个连接端与所述电感的第一连接端相连，所述电感的第一连接端通过第二功率开关接地，所述电感的第二连接端通过所述电容接地，所述电感的第二连接端作为所述输出电路的输出端，所述分压电路采样所述输出电路的输出端上的电压生成反馈电压；所述反馈控制电路基于所述反馈电压生成第一控制信号和第二控制信号，并利用第一控制信号控制第一功率开关的导通或关断，利用第二控制信号控制第二功率开关的导通或关断，所述输入电压选择电路包括第三功率开关、第四功率开关、电压比较器、逻辑电路，第三功率开关的第一连接端连接第一电源，第二连接端连接第一功率开关的另一个连接端，第四功率开关的第一连接端连接第二电源，第二连接端连接第一功率开关的另一个连接端，所述电压比较器用于比较第一电源的电压与第二电源的电压的大小，在第一电压源的电压高于第二电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路，使得所述逻辑电路控制第三功率开关导通，第四功率开关截止，在第二电源的电压高于第一电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路，此时所述逻辑电路控制第四功率开关导通，第三功率开关截止。

进一步的，第一功率开关、第三功率开关和第四功率开关为PMOS晶体管，第二功率开关为NMOS晶体管，第三功率开关的源级与第一电源相连，第三功率开关的漏极与第一功率开关的源级相连，第三功率开关的栅极与逻辑电路的一个输出端相连，第四功率开关的源级与第二电源相连，第四功率开关的漏极与第一功率开关的源级相连，第四功率开关的栅极与逻辑电路的另一个输出端相连，所述电压比较器的一个输入端与第一电源相连，另一个输入端与第二电源相连。

进一步的，所述分压电路包括串联于所述输出电路的输出端和地之间的电阻R11和电阻R12，两个电阻之间的节点电压为所述反馈电压。

进一步的，所述反馈控制电路包括基准电压发生器、误差放大器、低功耗振荡器、PWM发生器和逻辑驱动电路，所述基准电压发生器生成基准电压，所述误差放大器用于放大基准电压和所述反馈电压的差形成误差放大信号；低功耗振荡器用于生成三角波振荡信号；所述PWM发生器基于三角波振荡信号和所述误差放大信号生成PWM控制信号；所述逻辑驱动电路基于所述PWM控制信号控制第一功率开关和第二功率开关的导通或关断。

进一步的，所述误差放大器的一个输入端接收所述基准电压，另一个输入端接收所述反馈电压，所述PWM发生器的一个输入端接收误差放大信号，另一个输入端接收三角波振荡信号，逻辑驱动电路接收PWM控制信号，其一个输出端与第一功率开关的控制端相连，另一个输出端与第二功率开关的控制端相连。

进一步的，所述基准电压发生器包括第一双极型晶体管、第二双极型晶体管、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻，第一双极型晶体管的基极和集电极接地，其射极经由第一电阻与地连接；第二双极型晶体管的基极和集电极接地，其射极连接于第三电阻的一端，第三电阻的另一端经由第二电阻与地连接；第四电阻的一端与地连接，利用与流经第三电阻的电流和第二电阻的电流的混合电流成正比的电流流经第四电阻，从而在第四电阻的另一端得到基准电压，其中第四电阻包括基础电阻单元和多个可调电阻单元，每个可调电阻单元与一个对应的开关并联，通过控制各个开关的导通和截止来调整第四电阻的阻值。

进一步的，第一双极型晶体管为一个基准双极型晶体管，第二双极型晶体管包括多个并联的基准双极型晶体管，所述基准电压发生器还包括有第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管、第三PMOS晶体管以及运算放大器，各个PMOS晶体管的源极接电源，栅极互相连接，第一PMOS晶体管的漏极接第一双极型晶体管的射极，第二PMOS晶体管的漏极接第三电阻的与第二电阻连接的一端，第三PMOS晶体管的漏极与第四电阻相连，第三PMOS晶体管的漏极和第四电阻的中间节点的电压为所述基准电压，所述运算放大器的负相输入端接第一PMOS晶体管的漏极，正相输入端接第二PMOS晶体管的漏极，其输出端接第三PMOS晶体管的栅极。

进一步的，基准电压发生器包括：感应当前温度的数字温度传感器；和根据当前温度得到温度校正数据，并根据将所述温度校正数据控制各个开关的温度补偿模块。

与现有技术相比，本实用新型的DC/DC转换器可以自动选择多个输入电源中电压较高的进行供电，从而满足***供电需要。

【附图说明】

结合参考附图及接下来的详细描述，本实用新型将更容易理解，其中同样的附图标记对应同样的结构部件，其中：

图1为本实用新型中的DC/DC转换器的电路示意图；

图2为基准电压发生单元的电路示意图；

图3是图2中的基准电压发生单元的可编程电阻的结构示意图；

图4为本实用新型中的低功耗振荡器在第一实施例中的结构示意图；

图5为图4中的低功耗振荡器的第二场效应晶体管MP2的等效电路图；

图6为图4中的低功耗振荡器的第一场效应晶体管MP1的等效电路图；

图7为图4中的低功耗振荡器的振荡信号RAMP的信号示意图。

【具体实施方式】

此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本实用新型至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。此外，表示一个或多个实施例的方法、流程图或功能框图中的模块顺序并非固定的指代任何特定顺序，也不构成对本实用新型的限制。

本实用新型提供一种直流-直流转换器，其可以在两个输入电源之间进行切换，并且切换控制电路实现简单。

如图1所示，所述直流-直流转换器100包括输出电路110、分压电路120、反馈控制电路130和输入电压选择电路140。

所述输出电路110包括第一功率开关MP11、第二功率开关MN12、电感L11和电容C11，第一功率开关MP11的一个连接端与所述电感L11的第一连接端相连，所述电感L11的第一连接端通过第二功率开关MN12接地，所述电感L11的第二连接端通过所述电容C11接地，所述电感的第二连接端作为所述输出电路的输出端VO。所述分压电路120采样所述输出电路的输出端上的电压生成反馈电压VFB。所述反馈控制电路130基于所述反馈电压VFB生成第一控制信号和第二控制信号，并利用第一控制信号控制第一功率开关MP11的导通或关断，利用第二控制信号控制第二功率开关MN12的导通或关断。

所述输入电压选择电路140包括第三功率开关MP13、第四功率开关MP14、电压比较器142、逻辑电路141。第三功率开关MP13的第一连接端连接第一电源Vin1，第二连接端连接第一功率开关MP11的另一个连接端，第四功率开关MP14的第一连接端连接第二电源Vin2，第二连接端连接第一功率开关MP11的另一个连接端。所述电压比较器142用于比较第一电源Vin1的电压与第二电源Vin2的电压的大小，在第一电压源的电压高于第二电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路141，使得所述逻辑电路141控制第三功率开关MP13导通，第四功率开关截止MP14，在第二电源的电压高于第一电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路141，此时所述逻辑电路141控制第四功率开关MP14导通，第三功率开关MP13截止。

在图1所示的实施例中，第一功率开关MP11、第三功率开关MP13和第四功率开关MP14为PMOS(P-Channel metal Oxide)晶体管，第二功率开关为NMOS(N-Channel metal Oxide)晶体管。第三功率开关MP13的源级与第一电源相连，第三功率开关MP13的漏极与第一功率开关MP11的源级相连，第三功率开关MP13的栅极与逻辑电路141的一个输出端相连，第四功率开关MP14的源级与第二电源相连，第四功率开关MP14的漏极与第一功率开关MP11的源级相连，第四功率开关MP14的栅极与逻辑电路141的另一个输出端相连。所述电压比较器142的一个输入端与第一电源Vin1相连，另一个输入端与第二电源Vin2相连。

在一个实施例中，所述逻辑电路包括一个反相器和一个缓冲器，所述电压比较电路142的输出信号经过缓冲器后输出至所述第三功率开关MP13，所述电压比较电路142的输出信号经过反相器后输出至所述第四功率开关MP14。

如图1所示，所述分压电路120包括串联于所述输出电路的输出端和地之间的电阻R11和电阻R12，两个电阻之间的节点电压为所述反馈电压。

所述反馈控制电路130包括基准电压发生器131、误差放大器132、低功耗振荡器133、PWM(脉宽调制)发生器134和逻辑驱动电路135。所述基准电压发生器131生成基准电压。所述误差放大器132用于放大基准电压和所述反馈电压VFB的差形成误差放大信号EAO。低功耗振荡器133用于生成三角波振荡信号RAMP。所述PWM发生器134基于三角波振荡信号和所述误差放大信号生成PWM控制信号。所述逻辑驱动电路135基于所述PWM控制信号控制第一功率开关MP11和第二功率开关MN12的导通或关断。

所述误差放大器132的一个输入端接收所述基准电压，另一个输入端接收所述反馈电压，所述PWM发生器134的一个输入端接收误差放大信号，另一个输入端接收三角波振荡信号。所述逻辑驱动电路135接收PWM控制信号，其一个输出端与第一功率开关MP11的控制端相连，另一个输出端与第二功率开关MP12的控制端相连。

综上所述，基于所述电压比较器以及第三功率开关、第四功率开关的组合可以实现第一电源和第二电源的自动切换，他们共用同样的DC-DC转换器主要部件，降低了成本。在一个应用中，适配器作为第二电源，锂电池作为第一电源，适配器的电压高于锂电池的电压，在有适配器***后，逻辑电路141控制第三功率开关MP13截止，第四功率开关MP14导通，在适配器拔出后，逻辑电路141控制第三功率开关MP13导通，第四功率开关MP14截止。

在优选的实施例中，所述基准电压发生器131可以提供高精度的随温度变化极小的基准电压。所述基准电压发生器131包括数字温度传感器、温度补偿模块和基准电压发生单元200。所述数字温度传感器感应所述基准电压发生单元200的当前温度，并将当前温度提供给所述温度补偿模块。所述温度补偿模块根据当前温度得到温度校正数据，并将所述温度校正数据提供给所述基准电压发生单元200。所述基准电压发生单元200根据所述温度校正数据对输出的基准电压进行温度校正。

图2为基准电压发生单元200的电路示意图。请参阅图2所示，所述基准电压发生单元200包括双极型晶体管Q1(PNP)、双极型晶体管Q2(PNP)、电阻R21、R22和R23。

双极型晶体管Q1的基极和集电极接地，射极经由电阻R21与地连接，双极型晶体管Q2的基极和集电极接地，射极连接于电阻R23的一端，电阻R23的另一端经由电阻R22与地连接。如果将双极型晶体管Q1视为一个基准双极型晶体管，那么双极型晶体管Q2则包括多个并联的基准双极型晶体管(即基极相连，射极相连，集电极相连)，这样可以使得双极型晶体管Q1和Q2得到更好的匹配，在一个示例中所述双极型晶体管Q2包括8个并联的基准双极型晶体管。

在所述基准电压发生单元200处于稳定状态时，所述晶体管Q1的射极的电压与所述电阻R3的与电阻R2连接的一端的电压相等，这样可得到下述公式：VBE1＝VBE2+IPTAT*R3，其中VBE1为晶体管Q1的导通压降，VBE2为晶体管Q2的导通压降，IPTAT为电阻R3上流过的电流。

对上式进行公式变换得：IPTAT＝(VBE1-VBE2)/R3＝ΔVBE/R3，ΔVBE为正温度系数的电压，因此IPTAT为正温度系数的电流。

此外，流过电阻R2的电流ICTAT为：ICTAT＝VBE1/R2，VBE1为负温度系数的电压，因此ICTAT为负温度系数的电流。通过调整电阻R2和R3的大小可以使得ICTAT和IPTAT的混合电流为近似零温度系数，即不随着温度的改变而改变电流的大小，或者改变很小。

所述基准电压发生单元200还包括有可编程电阻R24，利用近似零温度系数的电流流过所述可编程电阻R24可以得到近似零温度系数的带隙电压VBG。所述电阻R21、R22、R23和R24为互相匹配的电阻，这样可以减小电阻的温度系数的影响，也可以减小各电阻由于工艺造成的相对误差。

所述基准电压发生单元200还包括有PMOS(P-type Complementary MetalOxide Semiconductor)晶体管MP21、MP22和MP23，以及运算放大器OP。各个PMOS晶体管MP21、MP22和MP23的源极接电源VDD，栅极互相连接。PMOS晶体管MP21的漏极接所述晶体管Q1的射极，所述PMOS晶体管MP2的漏极接所述电阻R23的与电阻R22连接的一端，所述PMOS晶体管MP23的漏极经由所述电阻R24与地相连，所述PMOS晶体管MP23的漏极和所述电阻R24的中间节点的电压为所述带隙电压VBG(也可以称输出电压、基准电压、带隙基准电压)。所述运算放大器OP的负相输入端接PMOS晶体管MP21的漏极，正相输入端接PMOS晶体管MP22的漏极，其输出端接PMOS晶体管MP23的栅极。所述运算放大器通过控制PMOS晶体管MP21和MP22的栅极电压来使得其两个输入端的电压相等，即使得所述晶体管Q1的射极的电压与所述电阻R23的与电阻R22连接的一端的电压相等，这样所述PMOS晶体管MP22上流过的电流就是近似零温度系数的ICTAT和IPTAT的混合电流。

PMOS晶体管MP21、MP22和MP23构成电流镜，PMOS晶体管MP23上流过的电流与PMOS晶体管MP22上流过的电流成正比，这样PMOS晶体管MP23上流过的电流也为近似零温度系数的电流，近似零温度系数的电流ICONST流过所述电阻R24可以得到近似零温度系数的带隙电压VBG。在一个实施例中，PMOS晶体管PM21、PM22和PM23的宽长比之比为1∶1∶1，这样流过各个PMOS晶体管的电流是相等的。

由于采用了近似零温度系数的电流在电阻上形成电压的方式，使得带隙电压VBG可以小于1V。

所述基准电压发生单元200根据所述温度校正数据对所述可编程电阻R24进行调整，进而对其输出的基准电压进行温度校正，使输出的基准电压随温度的变化非常小。

图3是图2中的基准电压发生单元的可编程电阻R4的结构示意图。如图3所示，所述可编程电阻R24包括基础电阻单元R400和n个可调电阻单元R40、R41、R42、……、R4n。每个可调电阻单元与对应的开关S0、S1、S2、……、Sn并联，各个开关的控制端由所述温度校正数据D0、D1、D2、……、Dn控制。通过控制各个开关的导通和截止就可以调整可编程电阻R4的阻值，从而改变了基准电压VBG。

在一个优选的实施例中，图4为本实用新型中的低功耗振荡器在一实施例中的结构示意图。如图4所示，所述振荡器包括电容C1、第一场效应晶体管MP1、第二场效应晶体管MP2、第三场效应晶体管MP3、第四场效应晶体管MP4、反相器INV1。

所述电容C1的一端与第一电源端相连，另一端作为信号振荡端RAMP与第二场效应晶体管MP2的衬体相连，第二场效应晶体管MP2的栅极、漏极和源极与第二电源端相连。第一场效应晶体管MP1的源极和衬体与第一电源端相连，其漏极与信号振荡端RAMP相连。第四场效应晶体管MP4的源极和衬体与第一电源端相连，栅极与信号振荡端RAMP相连，漏极与反相器INV1的输入端和第三场效应晶体管MP3的衬体相连，第三场效应晶体管MP3的栅极、漏极和源极与第二电源端相连，反相器INV1的输出端与第一场效应晶体管MP1的栅极相连。

在此第一实施例中，第一、第二、第三和第四场效应晶体管均为PMOS(P-channel Metal Oxide Semiconductor)场效应晶体管，所述第一电源端为输入电压端VIN，所述第二电源端为接地端GND，第二和第三PMOS场效应晶体管的基底连接第二电源端GND。

图5为图1中的低功耗振荡器的第二场效应晶体管MP2的等效电路图。如图5所示，场效应晶体管MP2的衬体B与其源极S之间存在寄生二极管D1，场效应晶体管MP2的衬体B与其漏极D之间存在寄生二极管D2，场效应晶体管MP2的衬体B与P型基底之间还存在寄生二极管D3。寄生二极管D1和D2由P+(形成源极和漏极)与N阱(形成衬体)之间的P-N结构成，寄生二极管D3由N阱与P型基底之间的P-N结构成。一般寄生二极管的漏电与其P-N结面积成正比，P-N结的面积越大，漏电越大。通常二极管D3的漏电大于二极管D1和D2的面积。当漏极、源极、P型基底都接地时，场效应晶体管MP2的衬体端B相对地的漏电流由二极管D1、D2、D3之和构成。

图6为图4中的低功耗振荡器的第一场效应晶体管MP1的等效电路图。当场效应晶体管MP1的栅源电压为零时，即MP1被关断时，只有连接在场效应晶体管MP1的漏极和衬体之间寄生二极管D4存在漏电流，寄生二极管D4相当于图2中的D2。

由上述分析可知，如果场效应晶体管MP1与MP2的面积相等，则MP2的漏电一定大于MP1的漏电，这样可以形成较为可靠的对电容C1的充电电流。为了进一步保守设计，考虑工艺偏差，还可以设计减小场效应晶体管MP1寄生二极管D4的面积，增大场效应晶体管MP2寄生二极管D1、D2、D3的面积，从而保证可靠的充电电流，例如减小MP1的沟道宽度，增大MP2的沟道宽度。可以看出在本实用新型中，MP2的漏电流要大于MP1在关断时的漏电流，这样可以给电容C1提供稳定的可控制的充电电流。

此外，在此实施例中，场效应晶体管MP3的漏电情况(寄生二极管的情况)与MP2的相同，场效应晶体管MP4的漏电情况与MP1的相同，这里就不在重复描述了。MP3的漏电流被设计的大于MP4在关断时的漏电流，这样可以在MP4关闭时，拉低节点NA的电压，从而可以正常的关断晶体管MP1。

在图4中的振荡器中，反相器INV1构成必要的延时电路，场效应晶体管MP3和MP4构成比较电路，场效应晶体管MP1为充放电开关，场效应晶体管MP2的漏电流提供给所述电容C1充电的充电电流。下面描述图1中的振荡器的工作原理，当场效应晶体管MP1关闭时，由于MP2的漏电大于MP1，导致RAMP节点电压下降，即对电容C1充电。当RAMP节点电压下降低于VIN-|Vth|(其中VIN为第一电源端VIN的电压值，Vth为场效应晶体管MP4的阈值电压，由于PMOS的阈值电压一般为负值，所以加绝对值)时，MP4导通，节点NA电压变为高电平，经过反相器INV1后，节点NB电压为低电平，使晶体管MP1导通，对电容C1放电，RAMP电压被拉升至第一电源端的电压VIN，之后NA变为低电平，NB变为高电平，MP1被关断，然后电容C1被MP2的漏电流重新充电，这样周而复始，振荡器振荡起来，图7示意出了图1中的低功耗振荡器的振荡信号RAMP的振荡示意图。

在此优选的实施例中，利用MP2的漏电形成充电电流，但是由于漏电流很小，通常很难控制，例如MP1也存在漏电。如果MP1的漏电大于MP2的漏电，则无法形成所需的充电电流，则振荡器将失效(无法振荡)。本实用新型的关键是利用相同类型的器件漏电相似的原理，并从设计结构上保证足够的充电电流，避免由于工艺偏差导致振荡器失效问题。在本实用新型中，电容C1可以采用各种以绝缘层做电介质的电容，例如多晶硅-多晶硅电容(PIP：Poly-Interpoly-Poly)、MOS(Metal Oxide Semiconductor)电容、MIM(Metal-Isulator-Metal)电容、MOM(Metal-Oxide-Metal)电容等，但不能用p-n结电容，因为p-n结电容存在的漏电可能导致无法一致性控制。MP1和MP2由同一种类型的晶体管构成，这样可以保证其漏电特性相似，从而保证漏电流在可控制范围，而不会导致振荡无法实现的问题。

图4中的低功耗振荡器，其静态功耗主要由MP2和MP3的漏电流产生，每个漏电支路电流可以设计到1nA或以下，所以可以容易的设计出总耗电低于5nA的低功耗振荡器。

这样可以降低DC-DC转换器的功耗。

本文中的“若干”表示两个或两个以上。上述说明已经充分揭露了本实用新型的具体实施方式。需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本实用新型的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本实用新型的权利要求书的范围。相应地，本实用新型的权利要求的范围也并不仅仅局限于所述具体实施方式。

Claims (8)

1.一种直流-直流转换器，其包括输出电路、分压电路、反馈控制电路、输入电压选择电路，

所述输出电路包括第一功率开关、第二功率开关、电感和电容，第一功率开关的一个连接端与所述电感的第一连接端相连，所述电感的第一连接端通过第二功率开关接地，所述电感的第二连接端通过所述电容接地，所述电感的第二连接端作为所述输出电路的输出端，

所述分压电路采样所述输出电路的输出端上的电压生成反馈电压；

所述反馈控制电路基于所述反馈电压生成第一控制信号和第二控制信号，并利用第一控制信号控制第一功率开关的导通或关断，利用第二控制信号控制第二功率开关的导通或关断，

所述输入电压选择电路包括第三功率开关、第四功率开关、电压比较器、逻辑电路，第三功率开关的第一连接端连接第一电源，第二连接端连接第一功率开关的另一个连接端，第四功率开关的第一连接端连接第二电源，第二连接端连接第一功率开关的另一个连接端，所述电压比较器用于比较第一电源的电压与第二电源的电压的大小，在第一电压源的电压高于第二电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路，使得所述逻辑电路控制第三功率开关导通，第四功率开关截止，在第二电源的电压高于第一电源的电压时，输出控制信号给所述逻辑电路，此时所述逻辑电路控制第四功率开关导通，第三功率开关截止。

2.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，

第一功率开关、第三功率开关和第四功率开关为PMOS晶体管，第二功率开关为NMOS晶体管，

第三功率开关的源级与第一电源相连，第三功率开关的漏极与第一功率开关的源级相连，第三功率开关的栅极与逻辑电路的一个输出端相连，

第四功率开关的源级与第二电源相连，第四功率开关的漏极与第一功率开关的源级相连，第四功率开关的栅极与逻辑电路的另一个输出端相连，

所述电压比较器的一个输入端与第一电源相连，另一个输入端与第二电源相连。

3.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述分压电路包括串联于所述输出电路的输出端和地之间的电阻R11和电阻R12，两个电阻之间的节点电压为所述反馈电压。

4.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述反馈控制电路包括基准电压发生器、误差放大器、低功耗振荡器、PWM发生器和逻辑驱动电路，

所述基准电压发生器生成基准电压，

所述误差放大器用于放大基准电压和所述反馈电压的差形成误差放大信号；

低功耗振荡器用于生成三角波振荡信号；

所述PWM发生器基于三角波振荡信号和所述误差放大信号生成PWM控制信号；

所述逻辑驱动电路基于所述PWM控制信号控制第一功率开关和第二功率开关的导通或关断。

5.根据权利要求4所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述误差放大器的一个输入端接收所述基准电压，另一个输入端接收所述反馈电压，

所述PWM发生器的一个输入端接收误差放大信号，另一个输入端接收三角波振荡信号，

逻辑驱动电路接收PWM控制信号，其一个输出端与第一功率开关的控制端相连，另一个输出端与第二功率开关的控制端相连。

6.根据权利要求4所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述基准电压发生器包括第一双极型晶体管、第二双极型晶体管、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻，第一双极型晶体管的基极和集电极接地，其射极经由第一电阻与地连接；第二双极型晶体管的基极和集电极接地，其射极连接于第三电阻的一端，第三电阻的另一端经由第二电阻与地连接；第四电阻的一端与地连接，利用与流经第三电阻的电流和第二电阻的电流的混合电流成正比的电流流经第四电阻，从而在第四电阻的另一端得到基准电压，其中第四电阻包括基础电阻单元和多个可调电阻单元，每个可调电阻单元与一个对应的开关并联，通过控制各个开关的导通和截止来调整第四电阻的阻值。

7.根据权利要求6所述的直流-直流转换器，其特征在于：

第一双极型晶体管为一个基准双极型晶体管，第二双极型晶体管包括多个并联的基准双极型晶体管，

所述基准电压发生器还包括有第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管、第三PMOS晶体管以及运算放大器，

各个PMOS晶体管的源极接电源，栅极互相连接，

第一PMOS晶体管的漏极接第一双极型晶体管的射极，

第二PMOS晶体管的漏极接第三电阻的与第二电阻连接的一端，

第三PMOS晶体管的漏极与第四电阻相连，第三PMOS晶体管的漏极和第四电阻的中间节点的电压为所述基准电压，

所述运算放大器的负相输入端接第一PMOS晶体管的漏极，正相输入端接第二PMOS晶体管的漏极，其输出端接第三PMOS晶体管的栅极。

8.根据权利要求7所述的直流-直流转换器，其特征在于：基准电压发生器包括：

感应当前温度的数字温度传感器；和

根据当前温度得到温度校正数据，并根据将所述温度校正数据控制各个开关的温度补偿模块。