CN103929059A - 转换器的电流限流方案 - Google Patents

Abstract

一种调制器，被配置成在将输入电压转换成输出电压的同时根据电流限流方案控制流过转换器的电感器的电流的切换，它包括电流限流发生器和比较器网络。电流限流发生器被配置成基于升压转换器的输入电压或输出电压、电感器的电感、时钟信号以及预定最大输出电流提供周期性斜变电流限流值。比较器网络被配置成通过将指示流过所述电感器的电流的电流感测值与补偿误差值和所述周期性斜变电流限流值中的较小者进行比较而提供开关控制信号来控制流过电感器的电流的切换。转换器可被配置成升压或降压模式下的峰电流模式控制转换器。

Description

转换器的电流限流方案

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年1月16日提交的美国临时申请S/N.61/753,081以及2013年3月7日提交的美国临时申请S/N.61/774,453的权益，这些申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。

附图简述

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：

图1是根据一个实施例实现的配有功率***的电子设备的简化框图，该功率***具有降压-升压转换器，该降压-升压转换器具有包含电流限流方案的调制器；

图2是根据一个实施例实现的图1的降压-升压转换器的简化示意框图；

图3是示出在具有相对低输出负载的稳态状态期间处于升压模式的图1的转换器的操作的时序图；

图4是用于形成图2的供升压操作模式使用的PWMB脉冲控制信号的图1的调制器的一部分的简化框图；

图5是示出响应输出负载的阶梯式增加在升压模式下的图1的转换器的操作的时序图，并具有其中VI_VCL保持在固定或恒定电平的限流状态；

图6是可用来形成指示输出电压与输入电压之比的电压的比率转换网络的示意图；

图7是示出图6的比率转换电路的操作的时序图；

图8是可用来形成指示流过图2的转换器的电感器的波峰-波峰波纹电流的电压的波纹转换网络的示意图；

图9是根据一示例性实施例用于形成指示谷电流限流电平的谷电流电流电压的图4的谷电流限流发生器的简化框图；

图10是绘出对于时钟的给定切换循环的谷电流限流电压相对于时间的循环的时序图；

图11是示出响应于输出负载的阶梯式增加的图2的转换器的操作以及基本遵照方程(11)由图4的谷电流限流发生器断言的谷电流限流电压的时序图；

图12是示出被配置为峰电流模式控制转换器并同时响应输出负载随恒定电流限流值的阶梯式增加在降压模式下操作的图2的转换器的操作的时序图；

图13是示出可包含斜坡信号并可用来克服被配置成峰电流模式控制转换器并同时操作在降压模式下的图2的转换器的固定电流限流电平问题的电流限流电压的一个循环的时序图；

图14是示出可包含斜坡信号并可用来克服被配置成电流模式控制转换器并同时操作在升压模式下的图2的转换器的固定电流限流电平问题的电流限流电压的一个循环的时序图；

图15是示出被配置成峰电流模式控制转换器并响应于在降压模式下基本遵循方程(12)或在升压模式下基本遵循方程(13)的具有电流限流电平的输出负载的阶梯式增加操作在降压模式或升压模式下的图2的转换器的操作的时序图；以及

图16是取代图2的调制器以对图2被配置为峰电流模式控制转换器的转换器的降压操作模式和升压操作模式两者形成PWMA和PWMB脉冲控制信号的调制器的一部分的简化框图。

具体实施方式

可对流过转换器的电感器的峰电流进行限流以避免电感器的饱和。峰电流限流方案通常用于降压转换器，该降压转换器从较高的输入电压产生一经调整的输出电压。由于电流被限制在预定的最大电平，峰电流限流方案可本质上避免电感器饱和，其中该最大电平是基于电感器的尺寸选择的。谷电流限流方案常见地用于升压转换器，该升压转换器将输入电压的电平升压以产生较高的经调整输出电压。谷电流限流方案仅使用电感器电流的谷限流值以实现脉宽调制(PWM)控制。然而，谷电流限流方案的峰电流不是直接受控的。谷电流限流方案中的实际峰电流依赖于谷电流限流和电流波纹。某些使用固定谷电流限流的状态——例如负载阶梯的应用——可造成电感器电流过长的导通时间，这导致非常大的峰电流。大的波峰之后可能跟随相对短的波峰，并且大的/小的峰图案可重复若干个循环，从而造成次谐波振荡。

谷电流限流方案可能需要较大的电感器以在较大峰值期间避免饱和。大的电感器是不合需的，因为其物理上较大并因此消耗宝贵的电路空间。另外，较大的电感器更耗成本。次谐波振荡可将最大负载电流限制在所需目标电平以下。在降压-升压配置中，反常的电流限流操作可造成降压和升压操作之间的假模式过渡，由此导致不稳定和/或不当的操作。

取得基本恒定的峰电流限流电平和该电流限流状态下稳定的操作是合需的，这对于使用谷电流限流方案的转换器来说是特别有利的。更稳定的操作避免了过多的峰，这能减小电感器的尺寸，由此减小其尺寸和成本。更稳定的操作减少或甚至基本消除了次谐波振荡，这允许取得要求的输出电流电平。更稳定的操作减少了降压-升压配置中的降压和升压模式之间的假触发。

在降压操作模式和升压操作模式两者的某些状态下，对于峰电流模式控制转换器也存在类似的问题。希望减少次谐波振荡，由此取得要求的输出电流电平。更稳定的操作也减少了降压-升压配置中的降压和升压模式之间的假触发。

图1是根据一个实施例实现的配有功率***101的电子设备100的简化框图，该功率***101具有降压-升压转换器102，该降压-升压转换器102具有包含电流限流方案的调制器103。本发明图示为使用降压-升压转换器102，尽管也可考虑升压转换器或降压转换器。供电***101产生为电子装置100的其他***装置提供功率的一个或多个供电电压。例如，如图所示，转换器102产生输出电压VO。

在所示实施例中，电子装置100包括处理器107和******109，处理器107和******109都经由总线105耦合以接收来自供电***101的一个或多个供电电压，总线105包括功率和/或信号导线的任何组合。总线105可分配输出电压VO或其版本。在所示实施例中，外设***109可包括***存储器111（例如，包括RAM和ROM类型设备和存储器控制器等的任何组合）和输入/输出（I/O）***113的任何组合，该输入/输出***113可包括***控制器等，例如图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、***存储设备控制器（例如，用于硬盘驱动器的控制器等）等等。所示***只是示例性的，因为本领域技术人员可以理解，许多处理器***和支持装置可以被集成到处理器芯片上。

电子设备100可以是任何类型的计算机或计算设备，比如计算机***（例如，笔记本计算机、台式计算机、上网本计算机、平板计算机等等）、媒体平板设备（例如，苹果公司生产的iPad、亚马逊公司生产的Kindle等等）、通信设备（例如，蜂窝电话、智能电话等等）、其他类型的电子装置（例如，媒体播放器、记录装置等等）。供电***101可被配置为包括电池（可再充或非可再充）和/或可配置为与交流（AC）适配器等一起工作。

图2是根据一个实施例实现的降压-升压转换器102的简化示意框图。输入电压VIN被提供给电子开关Q1的第一电流端子，该电子开关Q1具有耦合至形成第一开关电压SWA的节点205的第二电流端子。电子开关Q2具有耦合至节点205的第一电流端子以及耦合至源电压基准节点(例如地(GND))的第二电流端子。GND的电压电平可以是任何适宜的电压电平，例如正、负和零。输出电压VO形成在电子开关Q3的第一电流端子，该电子开关Q3具有耦合至形成第二开关电压SWB的节点207的第二电流端子。电子开关Q4具有耦合至节点207的第一电流端子以及耦合至GND的第二电流端子。具有电感LO的输出电感器209被耦合在节点205、207之间。

第一开关驱动器201具有接收第一PWM信号PWMA的输入、耦合至Q1的栅极端的第一输出以及耦合至Q2的栅极端的第二输出。第一开关驱动器201以简化形式图示为包括非反相缓冲放大器202——该非反相缓冲放大器202具有接收PWMA的输入以及耦合至Q1栅极的输出，并包括反相缓冲放大器204——该反相缓冲放大器204具有接收PWMA的输入以及耦合至Q2栅极的输出。第二开关驱动器203具有接收第二PWM信号PWMB的输入、耦合至Q3的栅极端的第一输出以及耦合至Q4的栅极端的第二输出。第二开关驱动器203也以简化形式图示为包括非反相缓冲放大器206——该非反相缓冲放大器208具有接收PWMB的输入以及耦合至Q3栅极的输出，并包括反相缓冲放大器208——该反相缓冲放大器208具有接收PWMB的输入以及耦合至Q4栅极的输出。

降压-升压转换器102包括调制器103，该调制器接收一个或多个感测信号S并形成PWMA和PWMB信号以控制信号转换。S信号可包括例如输入电压VIN、输出信号VO或其版本(例如经由分压器等)以及指示降压-升压转换器102中的一个或多个电流电平的任何一个或多个信号。在一个实施例中，流过Q1的电流端子的电流ISEN由调制器103感测到或得到以提供指示其的相应电压VISEN(图3)。输出电流IO被图示为从节点207流至产生VO的输出节点。

在一个实施例中，调制器103(直接或间接地)监测VIN和VO并在降压操作模式和升压操作模式之间切换。VO可被调整至预定的电压电平而VIN可以是未经调整的电压电平，该未经调整的电压电平在从高于VO的调整电压至高于VO的调整电压的电压范围内变化。作为非限定示例，可从电池等提供VIN，VIN可从1V至5V，而VO被调整至3.3V。当VIN低于VO时，调制器103在升压模式下操作转换器102以在比VIN更高的电压电平下调整VO。当VIN高于VO时，调制器103在降压模式下操作转换器102以在比VIN更低的电压电平下调整VO。尽管未进一步描述，然而调制器103可被配置成当VIN和VO大致相同时以平滑方式在降压和升压模式之间过渡，以避免VO的振荡或显著低频干扰或背离。

在一个实施例中，当处于降压模式时，调制器103将PWMB断言在固定的低值以导通Q3并截止Q4，由此节点207实际丧耦合至VO。在降压模式下，调制器103反复触发（toggle）PWMA以调整V0。当PWMA为高时，Q1被导通而Q2被截止，以使VIN耦合至节点205以增加电感器209中的电流。在PWM端点，例如当ISEN达到最大电平时或响应于时钟信号或其它控制条件，对于循环的第二阶段，Q1被截止然后Q2被导通以减少电感器209中的电流。调制器103监测一个或多个操作参数并以在经调整的电压范围内调整VO的方式反复触发PWMA，如本领域内技术人员理解的。

在一个实施例中，当处于升压模式时，调制器103将PWMA断言在固定的高值以导通Q1并截止Q2，由此节点205实际丧耦合至VIN。在升压模式下，调制器103反复触发PWMB以调整VO。当PWMB为高时，Q4被导通而Q3被截止，以使节点207耦合至GND以增加电感器209中的电流。在PWM端点，例如当ISEN达到最大电平时或响应于时钟信号或其它控制条件，对于循环的第二阶段，Q4被截止然后Q3被导通以减少电感器209中的电流。调制器103监测一个或多个操作参数并以在经调整的电压范围内调整VO的方式反复触发PWMB，如本领域内技术人员理解的。

驱动器201、203中的每一个以简化形式示出并可包括附加的支持电路以实现适当的操作。例如，驱动器201、203可包括附加电路以确保在一时间仅一个电子开关导通，从而避免暂时接地的VIN或VO。此外，高侧驱动器202、206可包括自举电路或电荷泵电路以便于分别在VIN和VO轨道之上驱动Q1和Q3的栅极。电子开关Q1-Q4各自被图示为本领域内技术人员已知的N沟道金属氧化物半导体、场效应晶体管(MOSFET)。然而也可使用其它类型的电子开关器件，例如其它类型的FET等以及其它类型的晶体管，比如双极结型晶体管(BJT)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)等等。

图3是示出在具有相对低输出负载的稳态条件期间处于升压模式的转换器102的操作的时序图。在所示实施例中，转换器102工作在时钟信号CLK下，该时钟信号CLK具有带恒定开关周期T_SW的固定频率级。CLK信号被用作转换器102的定时信号，如本文中进一步描述的那样。CLK可从外部源(未示出)被提供给调制器103，可基于外部时钟由调制器103产生，或从内部产生。V_ISEN是指示感测到的流过Q1的电流ISEN的电平的电压。V_COMP是下文中进一步描述的误差放大器401的输出处的补偿电压。CLK、V_ISEN、V_COMP、SWA、PWMB和SWB信号或电压电平是相对于时间描绘的。在升压模式，PWMA保持高，由此Q1保持导通，这使SWA保持耦合于VIN。当PWMB为高时，Q4导通并且流过电感器209的电流如V_ISEN上升所指示的那样增加。SWB被拉低至GND，而PWMB为高。

在第一时间t1，CLK上的脉冲使调制器103拉低PWMB，从而使Q4截止并使Q3导通。这将节点207耦合至VO以使SWB上升至VO的电压电平(在过渡下降后)。由于VO处于比VIN更高的电压电平，因此流过电感器209的电流，如V_ISEN指示的那样，以基本恒定的速率减小。当V_ISEN在时间t2下降至V_COMP的电压电平时，调制器103再次将PWMB切换为高，以使V_ISEN开始再次上升并使SWB回到低。在负载保持相对稳定的同时操作以这种方式重复。

图4是用于形成供升压操作模式使用的PWMB脉冲控制信号的调制器103的一部分的简化框图。输出电压VO或作为其指示的反馈信号VFB通过补偿电路被提供给误差放大器401的输入。可使用分压器等产生VFB以提供VO的表征电平。补偿电路图示为阻抗块Z1、Z2(误差放大器401的反馈)，这些阻抗块可包括无源器件的任意组合，例如电阻器和电容器之类。基准电压VREF被提供给误差放大器401的另一输入，该误差放大器401在其输出处产生补偿电压V_COMP。VREF表示要求的或经调整的VO电压电平或范围。V_COMP一般表示VO与目标操作电压电平或范围的误差电平或背离量。

V_COMP被提供给较小电压选择(LVS)器件403的一个输入，该LVS器件403在其另一输入侧接收谷电流限流电压V_{I_VCL}并在其输出侧提供谷电流限流电压V_{I_VAL}。谷电流限流电压V_{I_VCL}指示谷电流限流电平I_VCL。LVS器件403在V_COMP和V_{I_VCL}之间作出选择并将V_{I_VAL}断言在与在其输入侧提供的V_COMP和V_{I_VCL}中的较小一个相同的电压电平。如此，当V_COMP＜(或≤)V_{I_VCL}时，V_{I_VAL}具有与V_COMP相同的电压电平，而当V_{I_VCL}＜(或≤)V_COMP时，V_{I_VAL}具有与V_{I_VCL}相同的电压电平。谷电流限流发生器407产生和提供V_{I_VCL}电压。

V_{I_VAL}和V_ISEN被提供给比较器网络405的相应输入，该比较器网络405也接收CLK和模式信号MD。MD是指示降压或升压模式的信号。比较器网络405操作以将V_{I_VAL}与V_ISEN比较以在升压操作模式期间通过每次断言CLK确定何时将PWMB断言为高，何时将PWMB断言为低。当MD指示降压操作模式时，比较器网络405如前所述地将PWMB信号保持断言为低。

图5是示出响应输出负载的阶梯式增加在升压模式下的转换器102的操作的时序图，并具有其中V_{I_VCL}保持在固定或恒定电平的限流状态。CLK信号和V_ISEN、V_COMP和V_{I_VAL}电压连同电压V_{I_VCL(固定)}是相对于时间描绘的，其中V_{I_VCL(固定)}电压表示处于固定电平的V_{I_VCL}信号。SWA、PWMB和SWB信号未被示出，但以之前描述的相同方式操作。直至时间t5(t1-t5)，操作基本类似于图3所示的步骤，同时V_COMP小于V_{I_VCL(固定)}。在这个时间内，V_{I_VAL}具有与V_COMP相同的电压电平。

如图所示，从大约时间t5开始，在输出侧采用负载阶梯，这使VO下降并响应地使V_COMP上升。尽管V_COMP保持低于V_{I_VCL(固定)}，V_{I_VAL}随V_COMP上升。在时间t6，CLK的下一脉冲发生并且V_ISEN开始向下斜变（rampdown）。随着V_ISEN向下斜变，V_COMP上升至高于V_{I_VCL(固定)}并且V_{I_VAL}停止上升并相反地保持限于V_{I_VCL(固定)}的同一电压电平。V_ISEN下降至V_COMP之下，这不造成PWMB切换直到V_ISEN到达固定在V_{I_VCL(固定)}的V_{I_VAL}的后一时间t7为止。PWMB在时间t7切换并且V_ISEN开始向上斜变并继续向上斜变直到时间t8的下一脉冲为止。自从V_ISEN在该循环中开始相对快地上升，它继续上升相对长的时间，这导致在其再次下降之前在时间t8相对高的V_ISEN峰电平。在时间t8，CLK脉冲使PWMB再次切换，由此V_ISEN翻转并一路向下斜变至时间t9的V_{I_VCL(固定)}的电压电平。V_ISEN的长上升时间和之后的下降时间导致在时间t8相对大的峰电流。

当VISEN最终在时间t9下降至V_{I_VAL}时，它开始再次向上斜变。在时间t9之后，下一CLK脉冲相对快地发生在时间t10，这导致在时间t10相对短的V_ISEN峰。V_ISEN翻转并向下斜变并在时间t11到达VI_VAL，这在时间t10后相对快，由此V_ISEN再次翻转并在后一时间t12上升至另一高的峰电平。在VCOMP保持高于V_{I_VCL(固定)}的同时操作以这种方式重复，这导致V_ISEN的一连串交替的非常高和非常低的峰。

相对大的电流峰和和流过电感器209的电流的交替高/低的峰的图案由于多种原因是不合需的。这种现象在业内被称为次谐波振荡并发生在谷电流受控的电流模式转换器低于50％的占空比下。大的峰的可能性需要较大的电感器来避免电感器的饱和。大的电感器是不合需的，因为其物理上较大并因此消耗宝贵的电路空间。另外，较大的电感器更耗成本。每个高/低的峰对及其重复的图案导致次谐波振荡，次谐波振荡可将能够达到的最大负载电流减小至低于所需电平。在降压-升压配置中，反常的电流限流操作可造成降压和升压操作之间的假模式瞬变，由此导致不稳定和/或不当的操作。

反倒希望的是在电流限流状态下获得基本恒定的峰电流限流电平和稳定的操作。可通过利用要么被加至电流感测信号要么从V_COMP信号导出(如业内已知的那样)的补偿斜坡信号来获得的更稳定的操作避免了次谐波振荡和相应的过多的峰，由此允许减小电感器209的尺寸，从而进一步降低成本。更稳定的操作避免了次谐波振荡，由此允许较高的输出电流电平。更稳定的操作避免了降压-升压配置中的降压和升压模式之间的假触发。

对于升压转换器，包括操作在升压模式下的降压-升压转换器102，平均输入电流ISEN(由V_ISEN指示)和输出电流IO之间的关系依赖于PWM信号(例如PWMB)的占空比，根据下列方程(1)：

IO=ISEN·(1-D)      (1)

升压模式下的平均输入电流ISEN可被确定为电感器209的峰电流I_PEAK（I_峰）减去流过电感器209(由开关造成)的波纹电流的峰-峰波纹电流I_{P-P_RIPPLE}（I_{P-P_波纹}）的一半，根据下列方程(2)：

ISEN=I_PEAK-0.5·I_{P-P_RIPPLE}      (2)

因此，输出电流I0可通过将方程(2)带入到方程(1)而被重写，如下面的方程(3)所示：

IO=(I_PEAK-0.5·I_{P-P_RIPPLE})·(1-D)      (3)

为了获得过电流保护，输出电流IO应当被限制在预定的最大值IO_MAX。为了将输出电流限制在IO_MAX，电感器209的峰电流I_PEAK被限制在最大峰电流电平I_PEAKM，I_PEAKM是根据下面的方程(4)确定的：

$I_{\mathrm{PEAKM}}=\frac{{\mathrm{IO}}_{\mathrm{MAX}}}{(1-D)}+0.5\·I_{P-P\_\mathrm{RIPPLE}}---\left(4\right)$

对于升压转换器，包括操作在升压模式下的降压-升压转换器102，占空比、输入电压VIN和输出电压VO之间的关系可根据下面的方程(5)确定：

$1-D=\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{VO}}---\left(5\right)$

因此，基于方程(4)、(5)的峰电流限流电平I_PEAKM可根据下面的方程(6)确定：

$I_{\mathrm{PEAKM}}=\frac{\mathrm{VO}}{\mathrm{VIN}}\·{\mathrm{IO}}_{\mathrm{MAX}}+0.5\·I_{P-P\_\mathrm{RIPPLE}}---\left(6\right)$

图6是可用来形成指示VO/VIN比的电压V_VO/VIN的比率转换网络600的示意图；输入电压VIN控制电流源601，该电流源601将与VIN成比例的电流提供给节点602，该节点602耦合至比较器603的负(或反相)输入。节点602形成斜坡电压V_RAMP。电容器CR耦合在节点602与GND之间。单刀单掷(SPST)开关605具有耦合在节点603和GND之间的端子并在其控制输入处接收时钟信号CLK。由增益值“K”修正的输出电压VO(K·VO)被提供给比较器603的正(非反相)输入。要注意K·VO可以是表示VO电压电平的反馈电压VFB。比较器603输出被提供给电阻器R1的第一端的信号D1，电阻器R1的另一端耦合至节点604。电容器C1耦合在节点604与GND之间。节点604形成电压V_VO/VIN，该电压V_VO/VIN指示VO/VIN之比。

图7是示出比率转换电路600的操作的时序图。当CLK被脉冲至高时，开关605立刻闭合，它对电容器CR放电，由此将斜坡电压V_RAMP（V_斜坡）拉低(例如至GND)。当开关605断开时，电容器CR由电流源601充电，由此V_RAMP基于输入电压VIN以一速率向上斜变。当CLK产生下一脉冲时，斜坡电压V_RAMP再次复位为低并且操作以这种方式重复，即V_RAMP在GND和波峰值G·VIN之间斜变，其中“G”是增益值。每当V_RAMP复位为低时，比较器603将D1断言为高。当VRAMP到达K·VO的电压电平时，比较器603对于剩余的循环将D1断言为低。D1因此是具有与VO/VIN之比成比例的占空比的信号。R1和C1一同形成电阻-电容(RC)滤波器，它对D1的值求平均以形成指示比值VO/VIN的电压V_VO/VIN。

对于升压转换器，包括操作在升压模式下的降压-升压转换器102，电感器209的峰-峰波纹电流I_{P-P_RIPPLE}可根据下列方程(7)确定：

$I_{P-P\_\mathrm{RIPPLE}}=\frac{D\·\mathrm{VIN}}{\mathrm{LO}}\·T_{\mathrm{SW}}---\left(7\right)$

其中D是占空比而T_SW是PWMB的开关周期，其中LO是电感器209的电感。

图8是可用来形成指示遵循方程(7)的I_{P-P_RIPPLE}的电压V_{I_P-P_RIPPLE}的波纹转换网络800的示意图；输入电压VIN被提供给放大器801的输入，该放大器801具有与电感器LO的电感LO的倒数相等的增益值1/LO。放大器801的输出对指示被提供给SPST开关S1的一个开关端子的VIN/LO的电压作出断言，SPST开关S1的另一开关端子耦合至节点802并具有接收PWMB的控制输入。PWMB通过逆变器803被翻转并被提供给另一SPST开关S2的控制输入，该SPST开关S2的一个开关端子耦合至节点802而另一开关端子耦合至GND。节点802产生占空比信号D2，该占空比信号D2被提供给电阻器R2的一端，电阻器R2的另一端耦合至节点804。电容器C2耦合在节点804与GND之间。R2和C2一同形成对节点802的电压求平均的RC滤波器。

受PWMB控制的S1和S2的功能从效果上基于PWMB的值D·T_SW反复触发来自放大器801的值VIN/LO，以基于方程(7)的结果形成占空比信号D2。RC滤波器对D2的电压求平均由此在804形成电压V_{I_P-P_RIPPLE}（V_{I_P-P_波纹}），该电压V_{I_P-P_RIPPLE}指示遵循方程(7)的电流I_{P-P_RIPPLE}。

图9是根据用于形成V_{I_VCL}电压的示例性实施例的谷电流限流发生器407的简化框图。在这种情形下，V_{I_VCL}电压不是固定的，而是可变化以修正调制器103的操作，从而取得基本恒定的峰电流限流电平和在电流限流状态下稳定的操作。谷电流限流发生器407包括峰电流转换网络901和谷电流定时转换网络903。

峰电流转换网络901形成电压V_{I_PEAKM}，该电压V_{I_PEAKM}指示遵循方程(6)的峰电流限流电平I_PEAKM。峰电流转换网络901接收由比率转换网络600形成的V_VO/VIN，并另外接收具有指示预定最大值IO_MAX的电平的电压V_{IO_MAX}。在一个实施例中，峰电流转换网络901将这些值与适当的增益值组合以获得遵循方程(6)的I_PEAKM值的第一部分。如图所示，组合器910(例如乘法器)将V_VO/VIN和V_{IO_MAX}相乘。尽管未示出，结果可包括适当的增益值。电压V_{I_P-P_RIPPLE}也被提供给峰电流转换网络901的输入，它将V_{I_P-P_RIPPLE}乘以一适当的增益值(例如GP)以获得遵循方程(6)的I_PEAKM的第二部分。如图所示，另一组合器912将V_{I_P-P_RIPPLE}乘以GP(其中GP可包括方程(6)中所示的0.5因子)。峰电流转换网络901将两个值加在一起以在其输出侧提供V_{I_PEAKM}电压，该V_{I_PEAKM}电压指示峰电流限流电平I_PEAKM。如图所示，另一组合器914(例如加法器)将组合器910、912的输出相加以在其输出侧形成VI_PEAKM电压。

谷电流定时转换网络903接收V_{I_PEAKM}电压、电压VIN/LO(例如从放大器的输出或其某一版本)以及CLK信号以在其输出侧形成谷电流限流电压V_{I_VCL}。如之前描述的，谷电流限流电压V_{I_VCL}被提供给LVS器件403以形成谷电压V_{I_VAL}，该谷电压V_{I_VAL}具有V_COMP和V_{I_VCL}中的较小值的电压电平。

对于升压转换器，包括操作在升压模式下的降压-升压转换器102，电感器电流(由V_ISEN表示)在Q4开关导通期间的向上转换速率di/dt依赖于输入电压VIN以及电感器209的电感LO，这遵循下面的方程(8)：

$\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{LO}}---\left(8\right)$

已确定谷电流限流电平I_VCL应当基于电感器电流的转换速率被调整并受最大峰电流电平I_PEAKM限制。因此，可遵循下面的方程(9)来确定谷电流限流电平I_VCL：

$I_{\mathrm{VCL}}=I_{\mathrm{PEAKM}}-\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}{t}_{\mathrm{ON}}---\left(9\right)$

其中“tON”可被视为CLK信号的脉冲之间的导通时间。值tON可被确定为通过时间“t”调整的CLK周期T_SW，它在每个CLK周期从0流逝至T_SW或t_ON=T_SW-t。在这种情形下，t_ON是对CLK的每个循环从T_SW斜变至0的周期性斜坡信号。如此，基于方程(8)、(9)并代替t_ON，可根据下面的方程(10)来确定谷电流限流电平IVCL：

$I_{\mathrm{VCL}}=I_{\mathrm{PEAKM}}-\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{LO}}(T_{\mathrm{SW}}-t)---\left(10\right)$

对于CLK的每个周期从0至T_SW的时间t。本领域内技术人员将这种波形认作导致稳定(无次谐波)的电流限流操作的补偿斜坡信号的一个版本。如前面提到的，最大峰电流电平I_PEAKM由V_{I_PEAKM}电压指示，该V_{I_PEAKM}电压通过峰电流转换网络901提供。因此，方程(10)可被重写成下面的方程(11)：

$V_{I\_\mathrm{VCL}}=V_{I\_\mathrm{PEAKM}}-\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{LO}}(T_{\mathrm{SW}}-t)G_R---\left(11\right)$

其中GR是适当的阻性增益值。谷电流定时转换网络903接收V_{I_PEAKM}电压、电压V_IN/LO以及CLK信号以遵循方程(11)在其输出侧形成谷电流限流电压V_{I_VCL}。

在所示的一个实施例中，例如CLK被提供给定时块916，该定时块916产生与方程(11)中的项G_R(T_SW-t)对应的斜坡信号。定时块916的输出将斜坡信号提供给组合器918(例如乘法器)的输入，乘法器918将其乘以G_R和乘以VIN/LO以获得被提供给另一组合器920(例如加法器)的一个输入的方程(11)的第二项。V_{I_PEAKM}电压被提供给组合器920的另一输入，该组合器920从V_{I_PEAKM}中减去组合器918的输出以在其输出侧提供V_{I_VCL}。

图10是绘出V_{I_VCL}的循环相对于从0至T_SW的时间t的时序图。当CLK出现脉冲时，时间t被复位为0以使V_{I_VCL}以最小值MIN=V_{I_PEAKM}-(VIN·T_SW·G_R)/LO开始每个循环。随着时间t朝向T_SW流逝时，第二项变小并且V_{I_VCL}朝向V_{I_PEAKM}斜变。当t=T_SW时，第二项为零，而V_{I_VCL}变得基本等于V_{I_PEAKM}电压。CLK的下一脉冲将V_{I_VCL}复位回MIN并且操作重复。要注意MIN可以不是固定值，相反地它可随着V_{I_PEAKM}电压和调整和VIN的变化而改变。

图11是与图5相似的时序图，其示出响应于输出负载的阶梯式增加的转换器102的操作以及基本遵照等式(11)由谷电流限流发生器407断言的V_{I_VCL}。CLK信号以及V_{I_VCL}、V_ISEN、V_COMP和V_{I_VAL}电压是相对于时间绘出的。V_{I_VCL}图示为在CLK循环之间具有类似于图10所示的重复波形，而不是如图5所示的固定波形(例如V_{I_VCL}(固定))。在V_COMP保持低于V_{I_VCL}的同时，操作直至时间t5都是类似的，其中V_{I_VAL}跟踪V_COMP。当V_COMP响应于在时间t5的负载阶梯而增加时，V_{I_VAL}继续跟踪V_COMP，直到它在大约时间t6与V_{I_VCL}相交为止。在时间t6，CLK信号的脉冲使V_{I_VCL}复位至低，同时V_COMP继续上升。由此，V_{I_VAL}切换以跟踪V_{I_VCL}并在V_{I_VCL}小于V_COMP时继续这样做。对于图示的剩余循环，V_{I_VAL}维持V_{I_VCL}的反复斜变电压。

在时间t6，响应于CLK的脉冲，V_ISEN以与图5所示相同的方式开始向下斜变。然而，在这种情形下，在V_{I_VAL}在时间t6后开始向上斜变之后，在时间t7，V_ISEN与V_{I_VAL}相交。V_ISEN在直到时间t8的剩余循环基本上跟踪V_{I_VAL}，其中V_ISEN和V_{I_VAL}两者达到V_{I_PEAKM}基本相同的峰电平，该电平图示为小于V_COMP。在时间t8，V_{I_VAL}复位回到V_{I_VCL}的最小值并随后开始再次向上斜变，而V_ISEN则开始向下斜变。V_ISEN在时间t9与V_{I_VAL}相交并随后在时间t10双双向上斜变回到大约V_{I_PEAKM}。操作以这种方式重复，同时V_{I_VAL}保持小于V_COMP。

要注意，流过电感器209的峰电流电平如图11所示被限制在大约I_PEAKM，该电平小于通过V_{I_VCL}的固定值或如图5所示的V_{I_VCL}(固定)获得的峰值。I_PEAKM是基于如前所述地对输出电流限流的预定值，由此电感器209可以适当较小的物理尺寸和较低的成本实现，同时仍然能取得要求的输出电流，同时避免操作过程中的饱和。此外，取得相对恒定的峰电流限流电平，由此操作是稳定的并且没有次谐波振荡。稳定的操作避免了降压-升压配置中的降压和升压模式之间的假触发。

本文描述的电流限流方案也可适用于任何类型的峰电流模式控制转换器，包括采用波峰流模式控制的降压转换器、升压转换器以及降压-升压转换器。在峰电流模式控制中，功率开关在每个时钟脉冲导通并当峰电流到达误差放大器输出V_COMP或指示电感器电流限值I_LIMIT（I_限流）的峰电流限流电压V_{I_LIMIT}时被截止。受峰电流模式控制的转换器表现出占空比高于50％的次谐波振荡。这可通过将补偿斜坡信号加至电流感测波形(或从VCOMP或从电流限流阈值电压推导出)来避免。如前面提到的，在受谷电流控制的升压转换器的背景下，电流限流中的次谐波振荡是不合需的。然而，补偿斜坡的应用，尽管有利于消除子谐波振荡，相比所需峰电流值会减少峰电流值。需要产生经修正的峰电流限流值，这导致在包括补偿斜坡的受峰电流控制的转换器中处于设计值的基本恒定的稳定峰电流限值。

图12是示出被配置为峰电流模式控制转换器并同时响应输出负载随恒定电流限流值V_{I_LIMIT(固定)}的阶梯式增加在降压模式下工作的转换器102的操作的时序图。CLK信号和V_{I_LIMIT(固定)}（V_{I_限流(固定)}）、V_{IO_MAX}、V_COMP和V_ISEN电压是相对于时间绘出的，其中V_{I_LIMIT(固定)}电压表示在固定电流限流电平下的I_LIMIT（I_限流）电流限流信号。V_ISEN在时间t1响应CLK脉冲上升，直到它在时间t2到达V_COMP为止，随后V_ISEN下降，直到在时间t3的下一时钟脉冲为止。同样在大约时间t3，在输出侧施加负载阶梯，这使VO下降并响应地使V_COMP作相应的上升。V_COMP上升至高于V_{I_LIMIT(固定)}电压。V_ISEN同样在时间t3后上升并在剩余的循环中不与V_COMP相交，因为V_COMP已上升至高于V_{I_LIMIT(固定)}电压。相反，V_ISEN在时间t4到达V_{I_LIMIT(固定)}并随后在时间t4后减小，即便下一CLK脉冲已出现。V_ISEN减小直到在时间t5的下一CLK脉冲，随后上升，直到在该循环后来的时间t6与V_{I_LIMIT(固定)}电压相交为止。V_ISEN在时间t6之后下降，但在这之后很快到时间t7，下一CLK脉冲出现就为止了。V_ISEN再次上升，但很快在时间t8与V_{I_LIMIT(固 定)}电压相交，并随后在该循环的剩余部分减小。操作继续，如时间t9和t10所示那样。

图12示出使用恒定电流限流值(V_{I_LIMIT(固定)}电压)可能导致的额外问题。当占空比上升至高于约50％时，固定电流限流值可能导致一次谐波振荡，该次谐波振荡具有一较长脉冲之后跟随以较短脉冲，如时间t5和t9之间的图形所示。这也导致平均输出电流低于所需电流。

图13是示出包含补偿斜坡信号并可用来克服被配置成峰电流模式控制转换器并同时工作在降压模式下的转换器102的次谐波振荡的电流限流电压V_{I_LIMIT}的一个循环的时序图。V_{I_LIMIT}的最小值是V_{IO_MAX}，它是指示要求的最大输出电流的电压。具有D～0的电感器电流波纹为大约VO·T_SW/LO，而V_{I_LIMIT}的波峰电平V_{I_LIMIT_P}是遵循下面的方程(12)确定的：

$V_{I\_\mathrm{LIMIT}\_P}=V_{\mathrm{IO}\_\mathrm{MAX}}+\frac{\mathrm{VO}\·T_{\mathrm{SW}}\·G_R}{2\·\mathrm{LO}}---\left(12\right)$

其中斜坡值是在PWM=0期间感测到的电感器电流的转换速率的一半。每个循环期间的斜坡值可以之前描述的相同方式形成，其中T_SW由T_SW-t取代，其中时间“t”在每个CLK周期循环期间从0流逝至T_SW。

图14是示出可包含斜坡信号并可用来克服被配置成电流模式控制转换器并同时工作在升压模式下的转换器102的固定电流限流电平课题的电流限流电压V_{I_LIMIT}（V_{I_限流}）的一个循环的时序图。对于升压操作的电流限流电压V_{I_LIMIT}基本相同，除了基于输入电压VIN而不是基于输出电压VO。另外，V_{I_LIMIT}的最小值是V_{IO_MAX}，它是指示在升压模式期间要求的最大输出电流的电压。具有D～1的电感器电流波纹为大约VIN·T_SW/LO，而V_{I_LIMIT}的峰电平V_{I_LIMIT_P}是遵循下面的方程(13)确定的：

$V_{I\_\mathrm{LIMIT}\_P}=V_{\mathrm{IO}\_\mathrm{MAX}}+\frac{\mathrm{VIN}\·T_{\mathrm{SW}}\·G_R}{2\·\mathrm{LO}}---\left(13\right)$

其中斜坡值是在PWM=1期间感测到的电感器电流的转换速率的一半。同样，每个循环期间的斜坡值可以之前描述的相同方式形成，其中T_SW由T_SW-t取代，其中时间“t”在每个CLK周期循环期间从0流逝至T_SW。

图15是类似于图12的时序图，其示出被配置成峰电流模式控制转换器并响应于在大约t3的输出负载的阶梯式增加工作在降压或升压模式下的峰电流模式并具有在降压模式下基本遵循方程(12)和在升压模式下基本遵循方程(13)的V_{I_LIMIT}的转换器102的操作。CLK信号以及V_{I_LIMT}、V_{IO_MAX}、V_COMP和V_ISEN电压是相对于时间绘出的。V_{I_LIMIT}图示为在CLK循环之间具有类似于图13或图14所示的重复波形，而不是如图12所示的固定波形(例如V_{I_LIMIT(固定)})。

在输出负载的阶梯式增加开始时，操作直到时间t3都是类似的。指示电感器电流的V_ISEN电压上升，但当其到达正向下斜变的V_{I_LIMIT}时在时间t4在循环较早的时间终止。V_ISEN电压翻转并向下斜变，直到下一CLK脉冲的时间t5为止，随后再次向上斜变。在时间t6，V_ISEN再次与正向下斜变的V_{I_LIMIT}相交并翻转以再次向下斜变。在时间t7的下一CLK脉冲，V_ISEN开始再次上升。操作如图所示以相同的方式重复，同时V_COMP保持高于V_{I_LIMIT}，其中V_ISEN随着每个CLK脉冲上升并当与V_{I_LIMIT}的反复斜变版本相交时下降。V_{IO_MAX}是最大平均电感器电流，它等于降压转换器情形下的最大输出电流(对应于处于稳态操作下的最大负载电流)。

图16是取代调制器103以对被配置为峰电流模式控制转换器的转换器102的降压工作模式和升压工作模式两者形成PWMA和PWMB脉冲控制信号的调制器1603的一部分的简化框图。V_COMP可以基本类似的方式形成在误差放大器401的输出侧。谷电流限流发生器407由更一般的电流限流发生器1607取代，该电流限流发生器1607根据由模式信号MD指示的操作模式(降压或升压)遵循方程(12)或(13)在其输出侧形成V_{I_LIMIT}电压。V_{IO_MAX}和VIN/LO可被提供给电流限流发生器1607的相应输入。也可提供值K·VO/LO，该值可以与之前描述的VIN/LO相同的方式形成。值K·VO可以是VFB或指示输出电压VO的另一值。另外，CLK和MD可被在各自的输入被提供给电流限流发生器1607。电流限流发生器1607使用与之前针对谷电流限流发生器407描述的基本相似的技术来产生V_{I_LIMIT}电压，其中V_{I_LIMIT}电压是对降压模式遵循方程(12)而对升压模式遵循方程(13)形成的。

LVS器件403被提供并在其输入侧接收V_COMP和V_{I_LIMIT}，并在其输出侧形成值V_{I_LIM}。V_{I_LIM}是V_COMP和V_{I_LIMIT}中的较小值并被提供给比较器1605。比较器1605取代比较器405并可用来对被配置成峰电流模式控制转换器的降压-升压转换器102针对降压模式和升压模式形成PWMA和PWMB信号。如本领域内普通技术人员理解的那样，在受峰电流控制的电流模式转换器中，也可通过限制误差放大器的输出电压VCOMP的最大值来达成电流限流，而不是使用单独的电流限流比较器和LVS电路。本发明在这种情形下也可通过将V_COMP的最大值限制在V_{I_LIMIT_P}（V_{I_限流_P}）并将图13(在降压情形下)或图14(在升压情形下)的负趋向斜坡加至V_COMP电压来实现。

尽管已参照特定实施例对本发明进行了描述，但给出的内容是为了使使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下作出和使用本发明。多种修正和改变对本领域内普通技术人员而言是显而易见的，不会脱离如所附权利要求书中描述的本发明的范围。因此，说明书和附图应被视为说明性而非限制性，且所有此类修改旨在包含在本发明的范围内。本文针对特定实施例描述的任何利益、优势或问题的解决方案不旨在被解释为任一或全部权利要求的关键、必备或必需的特征或要素。除非另有声明，诸如“第一”和“第二”的术语被用来在这些术语描述的要素之间随意地作出区别。因此，这些术语不一定旨在表示这些要素的时间优先级或其它优先级。

Claims (20)

1.一种调制器，被配置成在将输入电压转换成输出电压的同时根据电流限流方案控制流过转换器的电感器的电流的切换，所述调制器包括：

电流限流发生器，被配置成基于所述输入电压和所述输出电压中选定的一个并进一步基于所述转换器的所述电感器的电感、定时信号以及预定最大输出电流来提供周期性斜变电流限流值；以及

比较器网络，被配置成通过将指示流过所述电感器的电流的电流感测值与补偿误差值和所述周期性斜变电流限流值中的较小者进行比较而提供开关控制信号来控制流过所述电感器的电流的切换。

2.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，所述电流限流发生器包括针对升压操作模式的谷电流限流发生器，其中所述谷电流限流发生器包括：

谷电流定时转换网络，被配置成基于所述输入电压、所述电感器的电感、所述定时信号和所述电感器的峰电流限值提供所述周期性斜变电流限流值，其中所述峰电流限值基于所述转换器的所述预定最大输出电流；

峰电流转换网络，被配置成基于所述输出电压与所述输入电压之比、所述预定最大输出电流以及流过所述电感器的峰-峰波纹电流来提供峰电流限流值；并且

所述峰电流限流值指示所述电感器的所述峰电流限值并被用来形成所述周期性斜变电流限流值作为谷电流限流值。

3.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，所述峰电流转换网络包括：

第一组合器，被配置成将增益值与指示所述峰-峰波纹电流的峰-峰波纹值相乘并提供作为其指示的第一值；

第二组合器，被配置成将指示所述输出电压与所述输入电压之比的比值与指示所述预定最大输出电流的最大电流值相乘，以提供作为其指示的第二值；以及

第三组合器，被配置成将所述第一值和所述第二值相加以提供所述峰电流限流值。

4.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，还包括比率转换网络，包括：

斜坡发生器，被配置成基于所述输入电压和所述定时信号形成周期性斜坡信号；

比较器，被配置成将所述周期性斜坡信号与指示所述输出电压的输出值进行比较并提供作为其指示的占空比信号；以及

滤波器，被配置成将所述占空比信号转换成指示所述输出电压与所述输入电压之比的比值。

5.如权利要求4所述的调制器，其特征在于，所述周期性斜坡信号表示当电感器耦合在所述输入电压和电源基准电压之间时的电感器电流。

6.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，还包括波纹转换网络，包括：

放大器，被配置成将指示所述输入电压的值除以指示所述电感器的电感的值以提供波纹值；

开关电路，被配置成使用所述开关控制信号反复触发所述波纹值以形成指示流过所述电感器的峰-峰波纹电流的占空比信号；以及

滤波器，被配置成将所述占空比信号转换成所述峰-峰波纹值。

7.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，所述谷电流定时转换网络包括：

定时电路，被配置成基于所述定时信号的切换周期将所述定时信号转换成具有峰电平的周期性斜坡信号；

第一组合器，被配置成将所述周期性斜坡信号乘以指示所述输出电压与所述电感器的电感的所述比率的比值以提供作为其指示的第一值；以及

第二组合器，被配置成从指示所述电感器的所述峰电流限值的峰电流限流值减去所述第一值以提供所述周期性斜变电流限流值。

8.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，还包括：

误差放大器，被配置成提供指示所述输出电压误差的所述补偿误差值；以及

较小值选择器件，被配置成确定所述补偿误差值和所述周期性斜变电流限流值中的较小者并提供作为其指示的选定电流限流值。

9.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，所述转换器被配置成作为受峰电流模式控制的升压转换器工作，并且所述电流限流发生器被配置成基于所述转换器的所述输入电压、所述电感器的电感、所述定时信号以及预定最大输出电流提供所述周期性斜变电流限流值。

10.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，所述转换器被配置成作为峰电流模式控制降压转换器工作，并且所述电流限流发生器被配置成基于所述转换器的所述输出电压、所述电感器的电感、所述定时信号以及所述预定最大输出电流提供所述周期性斜变电流限流值。

11.一种电子设备，包括：

转换器，包括：

电感器；

耦合至所述电感器的开关电路，被配置成切换流过所述电感器的电流以如第一开关控制信号控制地那样将输入电压转换成输出电压；以及

根据电流限流方案配置的调制器，包括：

电流限流发生器，被配置成基于指示所述输入电压的输入值和指示所述输出电压的输出值中选定的一个并进一步基于所述转换器的所述电感器的电感、时钟信号以及预定最大输出电流来提供周期性斜变电流限流值；以及

比较器网络，被配置成通过将指示流过所述电感器的电流的电流感测值与补偿误差值和所述周期性斜变电流限流值中的较小者进行比较而提供所述第一开关控制信号。

12.如权利要求11所述的电子设备，其特征在于，还包括耦合至所述转换器的处理器和存储器。

13.如权利要求11所述的电子设备，其特征在于，所述电流限流发生器包括针对升压操作模式的谷电流限流发生器，其中所述谷电流限流发生器包括：

谷电流定时转换网络，被配置成基于所述输入值、所述电感器的电感、所述定时信号和所述电感器的峰电流限值提供所述周期性斜变电流限流值，其中所述峰电流限值基于所述转换器的所述预定最大输出电流；

峰电流转换网络，被配置成基于所述输出电压与所述输入电压之比、所述预定最大输出电流以及指示流过所述电感器的峰-峰波纹电流的峰-峰波纹值来提供所述峰电流限流值。

14.如权利要求13所述的电子设备，其特征在于，还包括转换网络，其被配置成将指示所述输出电压的所述输出值与指示所述时钟信号的循环之间的所述输入电压的斜坡信号作比较以产生周期性比率信号，并被配置成对所述周期性比率信号求平均以提供所述输出电压与所述输入电压之比的比值。

15.如权利要求13所述的电子设备，其特征在于，还包括转换网络，被配置成将指示所述输入电压的值放大指示所述电感器的电感的增益以提供波纹值，被配置成通过所述第一开关控制信号反复触发所述波纹值以形成周期性波纹信号，并被配置测绘能够对所述周期性波纹信号求平均以提供所述峰-峰波纹值。

16.如权利要求11所述的电子设备，其特征在于，所述转换器被配置成作为峰电流模式控制升压转换器工作，并且所述电流限流发生器被配置成基于所述转换器的所述输入电压、所述电感器的电感、所述定时信号以及所述预定最大输出电流提供所述周期性斜变电流限流值。

17.如权利要求1所述的电子设备，其特征在于，所述转换器被配置成作为峰电流模式控制降压转换器工作，并且所述电流限流发生器被配置成基于所述转换器的所述输出值、所述电感器的电感、所述定时信号以及所述预定最大输出电流提供所述周期性斜变电流限流值。

18.一种配置成对流过受电流控制的转换器的电感器的电流限流的方法，所述受电流控制的转换器将输入电压转换成输出电压，所述方法包括：

接收指示流过所述电感器的电流的电流感测值；

接收指示所述输出电压的误差的补偿值；

基于所述输出电压和所述输入电压中选定的一个并进一步基于所述转换器的所述电感器的电感、时钟信号以及预定最大输出电流来形成周期性斜变电流限流值；

确定所述补偿值和所述周期性斜变电流限流值中的较小者以提供选定的电流限流值；以及

使用所述时钟信号并通过将所述选定的电流限流值与所述电流感测值作比较来提供开关控制信号以控制流过所述电感器的电流的切换。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述形成周期性斜变谷电流限流值包括基于所述转换器的所述输入电压、所述电感器的电感、所述定时信号以及所述预定最大输出电流来形成周期性斜变谷电流限流值。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述形成周期性斜变谷电流限流值包括基于所述转换器的所述输出电压、所述电感器的电感、所述定时信号以及所述预定最大输出电流来形成周期性斜变谷电流限流值。