CN109980925A

CN109980925A - 一种谷底电流控制的dcdc转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法

Info

Publication number: CN109980925A
Application number: CN201910298298.1A
Authority: CN
Inventors: 李征
Original assignee: Nanjing Nengxin Semiconductor Co Ltd
Current assignee: NANJING RONGXIN MICROELECTRONIC Co.,Ltd.
Priority date: 2019-04-15
Filing date: 2019-04-15
Publication date: 2019-07-05
Anticipated expiration: 2039-04-15
Also published as: CN109980925B

Abstract

本发明提供了一种谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，无论DCDC转换器当前的工作模式是续流或者断流模式，斜波补偿信号在每个时钟周期（CLK）都会复位，在电流斜波生成电路中，时钟的上升沿复位，这个复位导致电流斜波（RAMP）也随之复位，并且在复位一个很短的时间后（例如：复位时间等于时钟脉宽），斜波补偿以及电流斜波恢复之前的斜率，直至下次复位，和传统谷底电流控制的降压DC/DC转换器的工作模式相比，本发明不但可以保证了轻载下的器件性能，还可以提高动态相应速度，抑制了电感电流的过冲，相应的输出电压VOUT的纹波也会减小很多，同时会保护下游的芯片的输入低电压保护保持稳定。

Description

一种谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法

技术领域

本发明涉及电子元器件、半导体、集成电路，尤其涉及一种谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法。

背景技术

谷底电流模式的降压DC/DC转换器的工作原理与峰值电流模式类似。区别在于，峰值电流模式的时钟CLK信号关断下管，导通上管，采样上管的电流与跨导放大器（GmAmplifier）输出COMP比较，触发PWM信号后，关断上管，导通下管。而谷底电流模式是时钟CLK信号关断上管，打开下管，采样下管的电流与跨导放大器（Gm Amplifier）输出COMP比较，触发PWM信号后，关断下管，导通上管。相同点是用于触发PWM信号的电流斜波RAMP都是采样电流加上斜率补偿。如图1是传统降压DC/DC转换器的原理图，如图2为传统降压DC/DC转换器的谷底电流模式和峰值电流模式的波形图，如图6为传统的电流斜波产生电路的框图。

不管是哪种模式，在负载很轻的情况下，通常会避免负电流，以提高转换效率。下管的电流零点检测会在电流降低到0A附近时，关断下管，使得电流止步于0A，不能变负。这样就进入了断流模式（Discontinuous Conduction Mode）。由于谷底电流模式是采样下管的电流，关断后，采样电流不再改变，保持关断时的采样值直到下次触发。同时，斜率补偿也停止，并保持关断时的补偿值。由于这两个组成电流的部分都不在变化。所以，整个电流斜波保持恒定。触发下一个PWM信号只能通过负载缓慢降低输出电压VOUT，直至反馈电压低于参考电压，从而导致跨导放大器（Gm Amplifier）的输出变化，形成一个斜率很小的斜波，与保持不变的电流斜波交汇。产生PWM的时间间隔随着负载的降低会越来越长，相当于，间隔了很多个时钟周期DCDC才会进行一次上管下管的开关动作。这就形成了谷底电流模式在轻载下的跳周期的运行方式。

但是，这样的设计存在电感电流或者输出电压纹波与动态响应矛盾的问题。（参见谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下不影响动态响应的抑制电流过冲的方法）解决办法是固定上管的导通时间，同时缩短上管导通的那个周期。虽然，控制回路在负载变化后最快的做出了响应，时间上没有延时，但是上管的第一次导通，只是一个最小时间。没有能最大程度的打开上管，从而迅速恢复被重载拉低的输出电压。最优的结果应该是上管导通尽量长的时间，在不超过限流的情况下，第一时间就尽量恢复输出。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：通过导通上管SW1尽量长的时间，在不超过限流的情况下，第一时间就尽量恢复输出，从而使其在轻载模式下无延时的动态响应。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：电流斜波由采样电流和斜率补偿组合生成。在电感电流降低到0A，采样电流关断后，电流斜波只剩下斜率补偿。斜率补偿保持原来的运行，并且每个时钟周期复位，请参见图3。

所述电流斜波生成电路，请参见图5，包括： PMOS管、电容、恒定电流源、下管采样电流、电阻、电压相加电路。恒定电流源施加到电容上，生成斜率补偿电压。

下管采样电流施加到电阻上，生成电流采样电压。斜率补偿电压与电流采样电压通过电压相加电路生成电流斜波电压。

在传统的电流斜波生成电路中，斜率补偿只在上管开启时复位，所以PMOS由HSON信号控制。本发明中，斜率补偿每个时钟周期都复位。

因此PMOS管改由时钟信号CLK控制，时钟信号固定在每个周期复位斜率补偿电压，例如：实施例中在时钟信号为高时复位。

这种情况的工作步骤，如图4所示，描述如下：

1. 下管（LSON = 1）为开启状态，同时上管（HSON = 0）为关断状态；

2. 直到电感电流为负（LS0x = 1），执行第3步，返之执行第1步；

3. 关断下（LSON = 0）；

4. 直到电感电流（Inductor Current）停止变化；

5. 电流斜波（RAMP）继续下降，但是下降变浅，同时输出电压（VOUT）缓慢下降，跨导放大器（Gm Amplifier）的输出（COMP）缓慢上升；

6. 当跨导放大器（Gm Amplifier）输出小于电流斜波，执行第7步，反之执行第8步；

7. 当时钟上升沿（CLK = 1）发生，复位斜率补偿，然后返回执行第6步；

8. 生成PWM信号（PWM = 1）；

9. 立即开启上管（HSON = 1），

10. 时钟上升沿（CLK = 1）产生，返回执行第1步。

进一步地，对于谷底电流控制，下管导通时，采样电流和斜率补偿共同组成电流斜波。轻载情况下，电感电流降低到0A，关断下管以及采样电流后，电流斜波的斜率变浅，因为只剩下斜率补偿；

在下管关断到下一个PWM信号产生之间有可能间隔多个时钟周期；这期间，每个时钟周期到来时，斜率补偿都复位一个固定时间，然后恢复之前的斜率，等待与跨导放大器（GmAmplifier）的输出相交；

这期间的输出电压被轻负载电流缓慢拉低，导致跨导放大器（Gm Amplifier）的输出缓慢上升，形成一个斜率很小的斜波，直至交汇到只有斜率补偿的电流斜波，从而产生PWM信号，开始上管和下管的下一次的开关动作。

进一步地，所述每个周期复位的所述电流斜波可以保证在稳态下，所述PWM信号的触发只会发生在电流斜波临近结束时，所述PWM信号可以发生在周期N，当所述PWM信号在上个周期N-1结束时，所述跨导放大器（Gm Amplifier）的输出COMP的值低于所述电流斜波的最低点，否则PWM会在周期N-1就触发；

在稳态下，所述跨导放大器（Gm Amplifier）的输出COMP的值相对于所述电流斜波是缓慢变化的信号，在所述周期N的触发也就只能发生在所述电流斜波的最低点附近。

进一步地，当负载突然加重，输出电压VOUT加速下降，导致所述跨导放大器（GmAmplifier）的输出COMP的值相应的加快变化，快速变化的所述跨导放大器（Gm Amplifier）的输出COMP的值就会在一个周期的任何时间点，交汇所述电流斜波，产生所述PWM信号。负载越重，变化越快，触发也越早。触发后，上管开启。这里没有传统的对第一次开启做固定时间的限制。上管可以在限流范围内，开启任意时间长度，直到下一个CLK信号来临，转换到下管导通。去掉了这个固定时间的限制，上管可以根据控制回路对负载的变化做出最大程度的反应，得到最优的动态响应。

进一步地，无论所述DCDC转换器当前的工作模式是续流或者断流模式，斜波补偿信号在每个时钟周期（CLK）都会复位，在时钟的上升沿复位，这个复位导致电流斜波（RAMP）也随之复位，并且在复位一个很短的时间后（例如：复位时间等于时钟脉宽），斜波补偿以及电流斜波恢复之前的斜率，直至下次复位。进一步地，由于所述斜波补偿以及所述电流斜波（RAMP）在每个时钟周期到来时（CLK = 1）复位，可以保证在轻载的稳态的情况下，PWM信号总是产生在临近周期到来时，当产生PWM信号后，HSON信号马上变高，立即开启如图1所示中的上管Q1，之后很快下一个时钟周期就到来，关断所述上管Q1，开启如图1所示中的下管Q2，导致所述上管Q1开启的时间很短，不会造成电感电流过充，从而保证输出电压(VOUT)的纹波很小。

进一步地，当所述负载突然加重，输出电压(VOUT)快速降低，跨导放大器（GmAmplifier）输出（COMP）快速上升，并与电流斜波（RAMP）提前相交，所述PWM信号产生后，产生所述HSON信号，开启所述上管Q1，直至下一个时钟周期到来，由于没有按照传统做法固定上管的开启时间，这个时间可以根据负载的变化量自动调节。

进一步地，负载变化越大，所述PWM信号触发时间越提前，所述HSON信号开启时间越长，这样能够自适应的加快动态响应的速度，降低负载变化对输出电压的影响。

本发明的有益效果是，和传统谷底电流模式的降压DC/DC转换器的工作模式相比，本发明不但可以保证了轻载下的器件性能，还可以提高动态相应速度，相应的输出电压VOUT的纹波也会减小很多，同时会保护下游的芯片的输入低电压保护保持稳定。

附图说明

本发明的上述内容与其它目的、特性及优点将结合下面的附图进行详细说明，其中相同组件用相同符号来表示。

图1为传统降压DC/DC转换器的原理图。

图2为传统降压DC/DC转换器的谷底电流模式和峰值电流模式的波形图。

图3在跳周期的情况下，本发明谷底电流模式的降压DC/DC转换器的工作波形图。

图4在跳周期的情况下，本发明谷底电流模式的降压DC/DC转换器的工作流程图。

图5本发明所述的用于谷底电流控制的电流斜波生成电路框图。

图6 传统的用于谷底电流控制的电流斜波生成电路框图。

图中LSON为下管SW2波形信号；HSON为上管SW1波形信号；LS0x为电感电流正负检测信号；VOUT Ripple为输出电压纹波；Inductor Current为电感电流。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的部件或具有相同或类似功能的部件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上管”、“下管、等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的器件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“第一”、“第二”应做广义理解，例如，可以是第三，也可以是第四，或第五；可以是第六，也可以是第七等等，对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

实施例：

3. 关断下管（LSON = 0）；

4. 直到电感电流（Inductor Current）停止变化；

8. 生成PWM信号（PWM = 1）；

9. 立即开启上管（HSON = 1），

10. 时钟上升沿（CLK = 1）产生，返回执行第1步。

进一步地，当所述电感的电感电流降低到0A，所述下管关断，采样电流关断。由于，所述采样电流和所述斜率补偿共同组成电流斜波。当所述采样电流关断后，只有所述斜率补偿，因此电流斜波的斜率变浅，这些改变并不影响触发所述PWM信号的方式，仍然需要所述跨导放大器（Gm Amplifier）的输出COMP的变化，形成一个斜率很小的斜波，与电流斜波交汇。

下面举例说明本发明实施效果，输入电压VIN = 12V，输出电压VOUT = 3.3V，电感L = 2.2uH，输出电容COUT = 10uF，负载IOUT = 1mA，触发周期TP= 1us，采样电流电阻Ri=20mΩ，比较器Gm = 10uA/V，COMP节点的频率补偿电容CCOMP = 10pF。

那么谷底电流模式下的斜率补偿是：

ΔVSLOPE =（VIN– VOUT）/ L * Ri* TP= 79mV

负载IOUT导致VOUT的变化是

ΔVOUT = IOUT / COUT * TP = 0.1mV

ΔVOUT导致COMP的变化是

ΔVCOMP = ΔVOUT * Gm / CCOMP * TP = 0.1mV

由此可见，如果COMP在周期N-1时没有触发电流斜波，在周期N只可能触发在电流斜波谷底0.1mV附近，导致上管打开的时间约为：

THSON = ΔVCOMP / ΔVSLOPE * TP = 1.3ns

在这么短的时间内，电感电流是不会过充，即为

ΔIL = （VIN– VOUT）/ L * THSON = 5mA

实际设计时，一般由于各种实际因素的约束，例如：驱动的延时等，上管会保证导通长一些的时间。例如： 50ns的导通时间，电感电流变化是197mA，完全可以接受。产生50ns的导通时间，负载至少要大于39.5mA。

优选地，COMP需要的变化是至少50ns / 1us *79mV = 3.95mV，所对应的轻载电流是39.5mA。

本发明可以有效防止电流过冲以及增加动态响应的速度，为谷底电流模式的DCDC转换器提供了一种更有效的方法。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

虽然上述说明是以NMOS管和PMOS管来加以描述的，但本发明也可适用于其它类型的功率金属氧化物半导体场效晶体管装置，其中仅需将P改为N以及将N改为P即可。此外，本发明同样适用于沟渠式功率金属氧化物半导体场效晶体管装置或IGBT(绝缘门极双极性晶体管)。本发明并不受限于上述说明，而是可允许种种修饰及变化，其中不同的制造方法与离子布植技术而导致与本发明装置结构的方法相同的，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。

Claims

1.一种谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于，无论所述DCDC转换器当前的工作模式是续流或者断流模式，斜波补偿信号在每个时钟周期（CLK）都会复位，在时钟的上升沿复位，这个复位导致电流斜波（RAMP）也随之复位，并且在复位一个很短的时间后（例如：复位时间等于时钟脉宽），斜波补偿以及电流斜波恢复之前的斜率，直至下次复位。

2.根据权利要求1所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于，由于所述斜波补偿以及所述电流斜波（RAMP）在每个时钟周期到来时（CLK = 1）复位，可以保证在轻载的稳态的情况下，PWM信号总是产生在临近周期到来时，当产生PWM信号后，HSON信号马上变高，立即开启如图1所示中的上管Q1，之后很快下一个时钟周期就到来，关断所述上管Q1，开启如图1所示中的下管Q2，导致所述上管Q1开启的时间很短，不会造成电感电流过充，从而保证输出电压(VOUT)的纹波很小。

3.根据权利要求1所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于，当所述负载突然加重，输出电压(VOUT)快速降低，跨导放大器（GmAmplifier）输出（COMP）快速上升，并与电流斜波（RAMP）提前相交，所述PWM信号产生后，产生所述HSON信号，开启所述上管Q1，直至下一个时钟周期到来，由于没有按照传统做法固定上管的开启时间，这个时间可以根据负载的变化量自动调节。

4.根据权利要求3所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于，负载变化越大，所述PWM信号触发时间越提前，所述HSON信号开启时间越长，这样能够自适应的加快动态响应的速度，降低负载变化对输出电压的影响。

5.根据权利要求1所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，该方法可以由电流斜波生成电路实施完成，所述电流斜波生成电路可以包括：PMOS管、电容、恒定电流源、下管采样电流、电阻、电压相加电路。

6.根据权利要求5所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于所述恒定电流源施加到所述电容上，生成斜率补偿电压，所述下管采样电流施加到所述电阻上，生成电流采样电压。

7.根据权利要求5所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于所述斜率补偿电压与所述电流采样电压通过所述电压相加电路生成所述电流斜波电压。

8.根据权利要求5所述的谷底电流控制的DCDC转换器在轻载跳周期模式下加快动态响应的方法，其特征在于所述PMOS管固定在每个时钟周期复位所述斜率补偿电压，而此时的时钟为高时复位。