CN103872920A - 隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，属于电力电子领域。通过对漏感电流高速实时地直接采样，实现漏感电流的直接控制。即使存在变压器匝比误差和电路寄生参数，也可以实现漏感电流斜率较好的控制。从而降低了电路的电流应力和环流损耗。所述主电路低压侧由具有有源嵌位电路的电流型半桥拓扑构成，高压侧采用三电平半桥拓扑，控制策略：采样输出电压、输入电流及漏感电流，经过数字运算控制器（DSP）运算，再通过数字PI调节器产生占空比和移相角，控制原副边的开关管，直接控制电路功率的传输方向和漏感电流斜率，从而实现较小的电流应力和环流损耗以及电路双向运行的无缝切换。

Description

隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法

技术领域

本发明专利提供一种隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。

背景技术

对于应用在高压场合的隔离式双向三电平变换器，低压侧采用具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑，高压侧采用三电平拓扑。低压侧的具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑能够很好的降低输入电流的纹波，提高蓄电池的使用寿命。高压侧采用三电平拓扑，使得高压侧功率器件的电压应力减为高压侧电压的一半，从而可以选择耐压较低、通态电阻较小、开关频率更高的MOSFET，从而获得更大的功率密度和传递效率。对于双向变换器，低压侧开关设备过高的电流应力以及变换器的环路电流损耗一直是我们所面临的挑战，极大地限制了变换器的效率。目前，为了降低环流损耗，现在常用的控制方法主要有：①移相控制法；②移相加脉宽调制控制法。方法一：IEEETransactiononPowerElectronic【电力电子期刊】于2004年发表了"AnewZVSbidirectionaldc–dcconverterforfuelcellandbatteryapplication"【应用于燃料电池和蓄电池的双向直流直流变换器】中采用传统的移相控制法，采样输出电压作为反馈即对原副边开关管进行控制，通过移相角的超前与滞后控制功率的流向，实现双向的统一控制方法。然而，当原副边电压不匹配时，将导致变压器漏感上较大的电流斜率，导致器件较大的电流应力和环流损耗。方法二：IEEETransactiononpowerelectronics【电力电子期刊】于2008年发表了“AZVSBidirectionalDC-DCConverterWithPhase-ShiftPlusPWMControlScheme”【一种采用移相加脉宽调制控制的零电压开关的双向直流变换器】一文，通过采样低压侧钳位电容电压和高压侧输出电压，调节低压侧开关管的占空比，从而实现变压器原副边电压的匹配，从而降低了变压器漏感电流在功率传递阶段的斜率，减小了电流应力和环流损耗，从而提高了变换器的功率密度和效率。然而，当变压器匝比存在误差或者电路存在寄生参数的情况下，漏感电流的斜率将不能被精确的控制，从而不能使开关管的电流应力和环流损耗保持在最佳状态。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述已有技术的不足，提出了一种适用于隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，通过对漏感电流高速实时地直接采样，实现漏感电流的直接控制。即使存在变压器匝比误差和电路寄生参数，也可以实现漏感电流斜率较好的控制。从而降低了电路的电流应力和环流损耗。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的。

一种隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，控制方法基于隔离式双向三电平变换器拓扑，主电路低压侧由具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑构成，高压侧采用三电平半桥拓扑。

隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法包括两个控制环路，脉宽调制（PWM）控制环和移相控制环。具体控制步骤如下：

步骤一：移相控制环通过电压传感器采样高压侧电压V₂的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值V_ref与V₂的差值，该差值作为电压环PI调节器的输入，电压环PI调节器输出作为电流环的给定。

步骤二：通过电流传感器采样低压侧电流I_in的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流环给定值与I_in的差值作为电流环PI调节器的输入，电流环PI调节器输出作为副边开关管载波与基准载波的移相角Φ。

步骤三：通过数字运算控制器（DSP）生成基准载波V_tr1，依据其数据手册，设定开关频率为50kHz，初始相位为0。同时产生于基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波V_tr2。

步骤四：基准载波的相位与移相控制环输出的移相角Φ叠加得到相位为Φ，开关频率与基准载波相同（50kHz）的载波V_tr3。设定载波V_tr3的比较值为V_tr3峰值的一半，即V_{tr3（peak）}/2，从而得到副边开关的驱动信号，其占空比0.5，其与原边开关管的移相角为Φ。

步骤五：在复杂可编程逻辑器件（CPLD）中，通过将驱动信号S₁、S₂、Q_2a逻辑与同S₃、S₄、Q_1a逻辑与的结果进行或运算，从而得到一个逻辑控制信号，输入数字运算控制器（DSP）作为DSP在每一个开关周期内开始采样漏感电流的触发信号。

步骤六：DSP接收到控制信号变为高电平时，开始通过电流传感器和内部数模转换器（AD）进行对漏感电流在一个开关周期内的第一次采样，记为i_Lr1。

步骤七：完成第一次采样后，DSP进行二十分之一的开关周期的延迟计时（在50kHz的开关频率下为1μs），之后对漏感电流进行第二次采样，记为i_Lr2。

步骤八：通过i_Lr1减去i_Lr2作为漏感电流斜率输入PWM控制环的PI调节器，输出作为载波V_tr1和V_tr2的比较值，其中与V_tr1比较产生的控制信号作为开关管Q₁的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q_1a的PWM驱动信号；与V_tr2比较产生的控制信号作为开关管Q₂的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q_2a的PWM驱动信号。

步骤九：变换器上电后，数字控制器依据设定的控制方法产生原副边开关管的PWM信号，变换器开始工作：PWM控制环通过电流传感器采样变压器漏感电流，在开关周期级时间内计算漏感电流斜率，按照步骤五至步骤八调节原边开关管的占空比，控制变压器原边电压，实现原副边电压匹配，从而使得漏感电流斜率在功率传递阶段为零，有效地降低了电路的电流应力和环流损耗，提高了变压器功率密度和效率。

步骤十：当副边电压低于给定时，原边开关管信号相位超前于副边开关管，变换器工作在升压(boost)模式,实现副边电压的稳定。当副边电压高于给定时，移相控制的外环调节器饱和，此时原边开关管信号相位滞后于副边开关管，此时变压器工作在降压(buck)模式，实现原边恒流源输出。

双向三电平变换器拓扑的连接关系如下所述：

低压侧输入端蓄电池（V₁），其正电压侧分别接电感L₁和L₂的一端；L₁的另一端（定义为a点）接一只MOSFET开关管（Q_2a）的源极和一只MOSFET开关管（Q₂）的漏极；开关管Q_2a的漏极接30μf钳位电容（C_d1）的一端，电容另一端和开关管Q₂的源极接蓄电池的负电压侧；同样，L₂的另一端接一只MOSFET开关管（Q_1a）的源极和一只MOSFET开关管（Q₁）的漏极；开关管Q_1a的漏极接30μf钳位电容（C_d2）的一端，电容另一端和开关管Q₁的源极接蓄电池的负电压侧；L₁不与蓄电池正电压侧相接的一端（a点）连接漏感（L_r）一端，L_r另一端接变压器原边侧一端（定义为a₁点）。L₂不与蓄电池正电压侧相接的一端（b点）接变压器原边侧另一端（定义为b₁点）。

副边高压侧，开关管S₁，S₂，S₃，S₄串联，即S₁的漏极接高压侧输出的正相端，S₁的源极与S₂的漏极相接，S₂的源极与S₃的漏极相接（定义为c点），S₃的源极与S₄的漏极相接，S₄的源极接输出的负电压侧。c点接变压器副边与a₁为同名端的一端。变压器副边另一端（定义为d点）接二极管D₁的阳极和二极管D₂的阴极，D₁的阴极接钳位电容C_c的一端和S₁的源极，D₂的阳极接钳位电容C_c的另一端和S₃的源极。高压侧输出的正相接C₃的一端，另一端接C₄的一端和变压器的d点，C₄的另一端接输出的负相侧。

所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。

有益效果

1、本发明的隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，变压器匝比存在误差时，由于本发明直接通过电流传感器在一个开关周期的功率传递阶段连续对漏感电流进行采样，计算出漏感电流斜率，并由此调节原边开关管的占空比，从而实现原副边电压的匹配，不会受到变压器匝比误差的影响。

2、本发明的隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，电路中存在通态电阻，导致变压器原边电压幅值小于钳位电容电压时，同样可以通过直接采样漏感电流斜率进行运算调节原边开关管占空比补偿通态电压降。

3、本发明的隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，基于1和2，通过对漏感电流斜率在功率传递阶段的直接控制，该发明使原副边电压在电路不足够理想的情况下匹配，有效地降低了电路的电流应力和环流损耗，提高了变压器功率密度和效率。

附图说明

图1为隔离式双向三电平变换器；

图2为本发明的漏感电流直接斜率控制方法原理图；

图3为本发明主要波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做详细说明。

本发明为一种基于隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法。

对于隔离式双向三电平变换器，隔离式双向三电平变换器的拓扑，如图1所示，i_in为低压侧电流，i_L1、i_L2分别为输入电感L₁、L₂的电流，i_Lr为漏感电流，变换器高压侧输出电压为V₂，变压器原边电压为a、b两点之间的电压V_ab，变压器副边电压为c、d两点之间的电压V_cd。S₁、S₂、S₃、S₄、Q₁、Q_1a、Q₂、Q_2a分别代表对应开关管的门极信号。隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法原理图如图2所示。该控制方法分为脉宽调制（PWM）控制环和移相控制环。

本发明所提方法及其电路拓扑工作过程如下：

变换器上电开始工作后，对于移相控制环，当副边电压较低，变换器工作在升压（boost）模式。数字控制器（DSP）TMS320F28335通过传感器采样低压侧电流i_in和高压侧电压V₂作为反馈。V_ref为高压侧电压给定，将V_ref-V₂的值经过数字PI调节器和限幅器，输出值作为电流环给定，再将其与采样的低压侧电流i_in相减，误差值经过数字PI调节器和限幅器作为输出调节值，经过移相载波控制器得到移相相位Φ。将由DSP根据变换器开关频率设定的基准载波V_tr1叠加相位Φ后得到载波V_tr3。V_tr3（_peak）为载波V_tr3的峰值，恒定值V_{tr3（peak）}/2与载波V_tr3相比后产生副边开关管的PWM控制信号。由此可知，副边开关管的占空比恒为0.5。

当高压侧电压V₂大于给定值V_ref时，变换器将工作在降压（buck）模式。此时，V_ref-V₂为一负值，通过数字PI调节器的积分作用与限幅器的限幅，其输出值变为限幅器的最小值，即电流给定为负，从而使变换器工作在降压（buck）模式。此时，电流环调节器的输出值同样变为负。经过移相载波控制器得到移相相位Φ此时为负值，即其得到的载波V_tr3相位超前于基准载波V_tr1角度Φ。由此，变换器的副边开关管的PWM控制信号超前于原边，使得功率由高压侧流向低压侧，从而实现变换器的双向切换。

对于PWM控制环，首先要确定漏感电流的采样区间。本发明在复杂可编程逻辑器件（CPLD）中，通过S₁、S₂、Q_2a逻辑与同S₃、S₄、Q_1a逻辑与的结果进行或运算，从而得到一个逻辑信号，将其作为数字运算控制器（DSP）的输入信号进行检查，其变为高电平时的上升沿作为在一个开关周期内开始采样漏感电流的触发信号。如图3所示，当数字运算控制器（DSP）检测到触发信号为高电平时，此时为时刻θ₇（或者θ₁₅），数字运算控制器（DSP）采样当前电流传感器采集过来的漏感电流模拟信号通过内部AD转换为数字信号，记作i_Lr1；同时数字运算控制器（DSP）内部设置一个固定延时Δθ，具体时间设定为开关周期的二十分之一，当延时结束，即时刻θ₇+Δθ（或者θ₁₅+Δθ），数字运算控制器（DSP）再次采集当前电流传感器采集过来的漏感电流并转换为数字信号，记作i_Lr2。

然后通过数字运算控制器（DSP）求得i_Lr1－i_Lr2的值，经过在数字运算控制器（DSP）内设计数字PI调节器和限幅器，然后将其输出值分别与载波V_tr1和V_tr2相比较得出低压侧开关Q₁和Q₂的PWM控制信号。其中，载波V_tr1和V_tr2相位相差180°，从而实现Q₁和Q₂的交错开通，降低了原边输入电流的脉动，提高了蓄电池寿命。同时Q_1a和Q_2a分别与Q₁和Q₂互补导通，所以，对Q₁和Q₂取逻辑反，得到低压侧开关Q_1a和Q_2a的PWM控制信号。

PWM控制环的具体控制信号变化过程如下：当i_Lr2-i_Lr1>0时，漏感电流斜率为正值，漏感上的电压降为一正值，此时变压器原边电压高于变压器副边电压，造成电压不匹配，此时由于漏感斜率大于希望得到并给定的0，为了使得变压器原边电压与变压器副边电压相匹配，调节器输出值边小，低压侧开关的占空比降低，使得变压器原边电压减小，从而使得变压器原边电压与变压器副边电压相匹配，漏感电流斜率逐渐减小到0。同理，当i_Lr2-i_Lr1<0时，漏感电流斜率为一负值，此时变压器原边电压低于变压器副边电压，造成电压不匹配，这时调节器就会增大低压侧开关的占空比，使得变压器原边电压增大，从而实现变压器原边电压与变压器副边电压相匹配。通过这种控制方式，即使变换器匝比存在误差，通过对漏感电流斜率的直接控制，都可以使i_Lr的斜率通过调节占空比得到良好地控制。

综上，通过本发明提出的这种控制方法，可以很好的实现漏感电流斜率控制，从而从根本上减小了低压侧开关管电流应力和变换器的环流损耗，提高变换器的效率和功率密度。同时，该控制方法可以实现双向直流直流变换器的无缝切换，具有良好的动态和稳态性能。

Claims (2)

1.一种隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，其特征在于：控制方法基于隔离式双向三电平变换器拓扑，主电路低压侧由具有有源嵌位电路的电流型半桥拓扑构成，高压侧采用三电平半桥拓扑；

隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法包括两个控制环路，脉宽调制（PWM）控制环和移相控制环；具体控制步骤如下：

步骤一：移相控制环通过电压传感器采样高压侧电压V₂的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值V_ref与V₂的差值，该差值作为电压环PI调节器的输入，电压环PI调节器输出作为电流环的给定；

步骤二：通过电流传感器采样低压侧电流I_in的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流环给定值与I_in的差值作为电流环PI调节器的输入，电流环PI调节器输出作为副边开关管载波与基准载波的移相角Φ；

步骤三：通过数字运算控制器（DSP）生成基准载波V_tr1，依据其数据手册，设定开关频率为50kHz，初始相位为0；同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波V_tr2；

步骤四：基准载波的相位与移相控制环输出的移相角Φ叠加得到相位为Φ，开关频率与基准载波相同（50kHz）的载波V_tr3；设定载波V_tr3的比较值为V_tr3峰值的一半，即V_{tr3（peak）}/2，从而得到副边开关的驱动信号，其占空比0.5，其与原边开关管的移相角为Φ；

步骤五：在复杂可编程逻辑器件（CPLD）中，通过将驱动信号S₁、S₂、Q_2a逻辑与同S₃、S₄、Q_1a逻辑与的结果进行或运算，从而得到一个逻辑控制信号，输入数字运算控制器（DSP）作为DSP在每一个开关周期内开始采样漏感电流的触发信号；

步骤六：DSP接收到控制信号变为高电平时，开始通过电流传感器和内部数模转换器（AD）进行对漏感电流在一个开关周期内的第一次采样，记为_iLr1；

步骤七：完成第一次采样后，DSP进行二十分之一的开关周期的延迟计时（在50khz的开关频率下为1us），之后对漏感电流进行第二次采样，记为_iLr2；

步骤八：通过i_Lr1减去i_Lr2作为漏感电流斜率输入PWM控制环的PI调节器，输出作为载波V_tr1和V_tr2的比较值，其中与V_tr1比较产生的控制信号作为开关管Q₁的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q_1a的PWM驱动信号；与V_tr2比较产生的控制信号作为开关管Q₂的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q_2a的PWM驱动信号；

步骤九：变换器上电后，数字控制器依据设定的控制方法产生原副边开关管的PWM信号，变换器开始工作：PWM控制环通过电流传感器采样变压器漏感电流，在开关周期级时间内计算漏感电流斜率，按照步骤五至步骤八调节原边开关管的占空比，控制变压器原边电压，实现原副边电压匹配，从而使得漏感电流斜率在功率传递阶段为零，有效地降低了电路的电流应力和环流损耗，提高了变压器功率密度和效率；

步骤十：当副边电压低于给定时，原边开关管信号相位超前于副边开关管，变换器工作在升压(boost)模式,实现副边电压的稳定；当副边电压高于给定时，移相控制的外环调节器饱和，此时原边开关管信号相位滞后于副边开关管，此时变压器工作在降压(buck)模式，实现原边恒流源输出。

2.如权利要求1所述的一种隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法，其特征在于：所述双向三电平变换器拓扑的连接关系如下：

低压侧输入端蓄电池（V₁），其正电压侧分别接电感L₁和L₂的一端；L₁的另一端（定义为a点）接一只MOSFET开关管（Q_2a）的源极和一只MOSFET开关管（Q₂）的漏极；开关管Q_2a的漏极接30uf钳位电容（C_d1）的一端，电容另一端和开关管Q₂的源极接蓄电池的负电压侧；同样，L₂的另一端接一只MOSFET开关管（Q_1a）的源极和一只MOSFET开关管（Q₁）的漏极；开关管Q_1a的漏极接30uf钳位电容（C_d2）的一端，电容另一端和开关管Q₁的源极接蓄电池的负电压侧；L₁不与蓄电池正电压侧相接的一端（a点）连接漏感（L_r）一端，L_r另一端接变压器原边侧一端（定义为a₁点）；L₂不与蓄电池正电压侧相接的一端（b点）接变压器原边侧另一端（定义为b₁点）；

副边高压侧，开关管S₁，S₂，S₃，S₄串联，即S₁的漏极接高压侧输出的正相端，S₁的源极与S₂的漏极相接，S₂的源极与S₃的漏极相接（定义为c点），S₃的源极与S₄的漏极相接，S₄的源极接输出的负电压侧；c点接变压器副边与a₁为同名端的一端；变压器副边另一端（定义为d点）接二极管D₁的阳极和二极管D₂的阴极，D₁的阴极接钳位电容C_c的一端和S₁的源极，D₂的阳极接钳位电容C_c的另一端和S₃的源极；高压侧输出的正相接C₃的一端，另一端接C₄的一端和变压器的d点，C₄的另一端接输出的负相侧。

所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。

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