CN114844358A

CN114844358A - 一种交错并联型直流变换器

Info

Publication number: CN114844358A
Application number: CN202210569995.8A
Authority: CN
Inventors: 艾建; 沈晔豪; 樊启高; 毕恺韬; 黄文涛; 刘跃跃
Original assignee: Jiangnan University
Current assignee: Jiangnan University
Priority date: 2022-05-24
Filing date: 2022-05-24
Publication date: 2022-08-02
Anticipated expiration: 2042-05-24
Also published as: CN114844358B

Abstract

本发明公开了一种交错并联型直流变换器，涉及光伏技术领域，该交错并联型直流变换器的输入部分采用交错并联结构，能够更好地适应低压大电流输入、高电压输出的场合，并具有优秀的自然均流能力。输出部分采用隔离型三电平变换器电路结构，使用隔离性结构进一步提高了变换器的安全性；利用三电平变换器结构，使两个输出电容C_o1、C_o2之间的电压平衡完全免受输出电源、耦合电感和二极管的寄生参数的影响，故三电平变换器的两个输出电容电压具有极强的自我平衡能力，减小了输出电压的纹波，该直流变换器具有电压增益高、器件应力低、开关损耗小、输入电流连续、电流纹波低、开关管数量少的特点，性能较优，可以适应光伏领域的应用需要。

Description

一种交错并联型直流变换器

技术领域

本发明涉及光伏技术领域，尤其是一种交错并联型直流变换器。

背景技术

以太阳能为代表的新能源由于其再生性和无污染性而日益普及且得到广泛应用。其中，分布式光伏发电具有投资少、能源利用率高、环境污染小等特点，在未来有非常广阔的发展前景。由于目前广泛应用的光伏组件其输出电压在18～48V(DC)，不能满足后级高压并网或逆变的较高电压等级，为此目前多采用DC-DC变换器对前级电压进行升压后再与后级负载连接，故直流变换器作为光伏***中的重要组件，影响整个***性能。在光伏发电应用领域，往往要求直流变换器在增益、损耗、纹波、抗干扰能力等各方面都有较优的性能，传统的Boost变换器已经很难满足光伏发电应用领域的使用需求。

发明内容

本发明人针对上述问题及技术需求，提出了一种交错并联型直流变换器，本发明的技术方案如下：

一种交错并联型直流变换器，在该交错并联型直流变换中，耦合电感副边绕组L_1b的第一端连接耦合电感副边绕组L_2b的第一端，耦合电感副边绕组L_1b的第二端分别连接电容C₁的第一端和电容C₂的第一端，电容C₁的第二端连接续流二极管D₁的阴极和续流二极管D₂的阳极，续流二极管D₁的阳极连接电容C_o1的第一端以及负载R的一端，电容C_o1的第二端连接续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组L_2b的第二端、续流二极管D₃的阳极和电容C_o2的第一端，电容C₂的第二端连接续流二极管D₃的阴极和续流二极管D₄的阳极，续流二极管D₄的阴极连接电容C_o2的第二端和负载R的另一端；

输入电源V_in的正极连接耦合电感原边绕组L_1a的第一端和第二开关管S₂的漏极，耦合电感原边绕组L_1a的第二端连接第一开关管S₁的漏极，第二开关管S₂的源极连接耦合电感原边绕组L_2a的第一端，耦合电感原边绕组L_2a的第二端连接第一开关管S₁的源极和输入电源V_in的负极；第一开关管S₁两端跨接反并联二极管以及开关电容C_S1，第二开关管S₂两端跨接反并联二极管以及开关电容C_S2；

耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感副边绕组L_1b构成一组耦合电感，耦合电感原边绕组L_2a和耦合电感副边绕组L_2b构成另一组耦合电感；第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比相等且相差180°并交错。

其进一步的技术方案为，第一开关管S₁的漏极和第二开关管S₂的源极之间还连接有源钳位电路，有源钳位电路用于为两个耦合电感原边绕组的漏感的能量释放提供回路。

其进一步的技术方案为，有源钳位电路包括串联的钳位开关管S_C和钳位电容C_C，钳位开关管S_C的漏极连接第二开关管S₂的源极，钳位开关管S_C的源极通过钳位电容C_C连接第一开关管S₁的漏极，钳位开关管S_C的两端跨接反并联二极管；钳位开关管S_C在第一开关管S₁和第二开关管S₂中一个开关管导通、一个开关管关断的过程中导通。

其进一步的技术方案为，在一个工作周期内，钳位开关管S_C在第一开关管S₁导通而第二开关管S₂关断过程中导通，以及在第二开关管S₂导通而第一开关管S₁关断过程中导通，钳位开关管S_C的工作频率为第一开关管S₁和第二开关管S₂的工作频率的两倍。

其进一步的技术方案为，在交错并联型直流变换器中的器件的寄生参数的作用下，电容C_o1和电容C_o2的电压差为0。

其进一步的技术方案为，交错并联型直流变换器的一个工作周期包括t₀～t₈时长内的前半周期和t₈～t₁₆时长内的后半周期，在前半周期内：t₀～t₁内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₁～t₄内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C关断，t₄～t₅内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C导通，t₅～t₇内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C关断，t₇～t₈内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断；

在后半周期内：t₈～t₉内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₉～t₁₂内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₁₂～t₁₃内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C导通，t₁₃～t₁₅内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₁₅～t₁₆内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。

其进一步的技术方案为，钳位开关管S_C在两端的反并联二极管和钳位电容C_C的作用下实现零电压导通和零电压关断。

其进一步的技术方案为，t₁时刻第二开关管S₂关断后，第二开关管S₂两端的开关电容C_S2电压上升，第二开关管S₂两端的电压由零开始线性上升并实现零电压关断；t₅时刻耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2与开关电容C_S2开始谐振，开关电容C_S2中储存的能量开始转移使得第二开关管S₂两端的电压开始下降；t₆时刻开关电容C_S2放电完成且电压降至零，第二开关管S₂两端的电压也为零实现零电压导通。

其进一步的技术方案为，t₉时刻第一开关管S₁关断后，第一开关管S₁两端的开关电容C_S1电压上升，第一开关管S₁两端的电压由零开始线性上升并实现零电压关断；t₁₃时刻耦合电感原边绕组L_1a的漏感L_K1与开关电容C_S1开始谐振，开关电容C_S1中储存的能量开始转移使得第一开关管S₁两端的电压开始下降；t₁₄时刻开关电容C_S1放电完成且电压降至零，第一开关管S₁两端的电压也为零实现零电压导通。

其进一步的技术方案为，从一个工作周期的t₀时刻开始，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均处于截止状态，续流二极管D₁、D₃从t₃时刻开始导通、续流二极管D₂、D₄保持截止状态；续流二极管D₁、D₃的电流持续上升直至t₅时刻开始下降且下降速率小于预定速率阈值以抑制续流二极管的反向恢复电流。

本发明的有益技术效果是：

本申请公开了一种交错并联型直流变换器，该交错并联型直流变换器的输入部分采用交错并联结构，能够更好地适应低压大电流输入、高电压输出的场合，并具有优秀的自然均流能力。输出部分采用隔离型三电平变换器电路结构，使用隔离性结构进一步提高了变换器的安全性；利用三电平变换器结构，使两个输出电容C_o1、C_o2之间的电压平衡完全免受输出电源、耦合电感和二极管的寄生参数的影响，故三电平变换器的两个输出电容电压具有极强的自我平衡能力，减小了输出电压的纹波，该直流变换器具有电压增益高、器件应力低、开关损耗小、输入电流连续、电流纹波低、开关管数量少的特点，性能较优，可以适应光伏领域的应用需要。

该直流变换器采用软开关技术，设计开关电容与漏感谐振，实现了开关管的零电压开通和零电压关断，减小了开关损耗，提高了变换器效率。

该交错并联型直流变换器还设置有源钳位电路，为耦合电感漏感能量的释放提供了回路，降低开关管电压尖峰，且抑制了半导体器件的反向恢复电流，提高了变换器效率。另外设置钳位开关管工作频率为第一开关管和第二开关管的工作频率的两倍，减少了钳位开关管的数量，提高了器件利用率，减小了输入电流纹波。

该直流变换器设计磁芯磁通密度工作在一三象限，提高了磁芯利用率，减小了耦合电感磁芯体积。且输出电容C_o1、C_o2可以采用CBB电容代替电解电容，有效提高了***使用寿命，提升了该变换器的性能，

附图说明

图1是一个实施例中的交错并联型直流变换器的电路结构图。

图2是图1所示的电路结构图的简化后的等效电路图。

图3是图1所示的交错并联型直流变换器在一个工作周期中的工作波形图。

图4是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第一模态时的电路模态示意图。

图5是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第二模态时的电路模态示意图。

图6是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第三模态时的电路模态示意图。

图7是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第四模态时的电路模态示意图。

图8是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第五模态时的电路模态示意图。

图9是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第六模态时的电路模态示意图。

图10是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第七模态时的电路模态示意图。

图11是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第八模态时的电路模态示意图。

图12是一个实例中的输入电流I_in的电流波形图。

图13是一个实例中的耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a两端的电压

的电压波形图。

图14是耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a流过的电流I_L1、I_L2的电流波形图。

图15是电容C_o1的电压V_Co1以及电容C_o2的电压V_Co2的电压波形图。

图16的输出电压V_out的电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。

本申请公开了一种交错并联型直流变换器，请参考图1，在该交错并联型直流变换中，耦合电感副边绕组L_1b的第一端连接耦合电感副边绕组L_2b的第一端，耦合电感副边绕组L_1b的第二端分别连接电容C₁的第一端和电容C₂的第一端。电容C₁的第二端连接续流二极管D₁的阴极和续流二极管D₂的阳极，续流二极管D₁的阳极连接电容C_o1的第一端以及负载R的一端。电容C_o1的第二端连接续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组L_2b的第二端、续流二极管D₃的阳极和电容C_o2的第一端。电容C₂的第二端连接续流二极管D₃的阴极和续流二极管D₄的阳极，续流二极管D₄的阴极连接电容C_o2的第二端和负载R的另一端。

输入电源V_in的正极连接耦合电感原边绕组L_1a的第一端和第二开关管S₂的漏极，耦合电感原边绕组L_1a的第二端连接第一开关管S₁的漏极，第二开关管S₂的源极连接耦合电感原边绕组L_2a的第一端，耦合电感原边绕组L_2a的第二端连接第一开关管S₁的源极和输入电源V_in的负极。第一开关管S₁两端跨接反并联二极管以及开关电容C_S1，第二开关管S₂两端跨接反并联二极管以及开关电容C_S2。

耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感副边绕组L_1b构成一组耦合电感，耦合电感原边绕组L_2a和耦合电感副边绕组L_2b构成另一组耦合电感。第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比相等且相差180°并交错。V_in、L_1a、S₁及其两端的反并联二极管、C_S1、S₂及其两端的反并联二极管、C_S2以及L_2a构成交错并联boost结构，可以更好的适应低压大电流输入、高电压输出的场合，并具有优秀的自然均流能力。

在一个实施例中，第一开关管S₁的漏极和第二开关管S₂的源极之间还连接有源钳位电路，有源钳位电路用于为两个耦合电感原边绕组的漏感的能量释放提供回路，降低第一开关管S₁和第二开关管S₂的电压尖峰。具体的，有源钳位电路包括串联的钳位开关管S_C和钳位电容C_C，钳位开关管S_C的漏极连接第二开关管S₂的源极，钳位开关管S_C的源极通过钳位电容C_C连接第一开关管S₁的漏极，钳位开关管S_C的两端跨接反并联二极管。钳位开关管S_C在第一开关管S₁和第二开关管S₂中一个开关管导通、一个开关管关断的过程中导通。

在该交错并联型直流变换器的一个工作周期内，存在第一开关管S₁导通而第二开关管S₂关断的情况，也存在第二开关管S₂导通而第一开关管S₁关断的情况，则钳位开关管S_C在第一开关管S₁导通而第二开关管S₂关断过程中导通，以及在第二开关管S₂导通而第一开关管S₁关断过程中导通。因此钳位开关管S_C在一个工作周期内工作两次，而第一开关管S₁和第二开关管S₂都只工作一次，钳位开关管S_C的工作频率为第一开关管S₁和第二开关管S₂的工作频率的两倍，提高有源钳位电路的器件利用率。

第一开关管S₁、第二开关管S₂和钳位开关管S_C为MOS管或IGBT管。电容C_o1、C_o2可以采用CBB电容实现。

该交错并联型直流变换器在工作过程中会会受到各个器件的寄生参数的影响，请参考图2所示的该交错并联型直流变换器的简化后的等效电路图，图2中仅示出了耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a的寄生参数的影响，也即耦合电感原边绕组L_1a可以等效为耦合电感原边绕组L_1a及其励磁电感并联后与漏感L_K1的串联结构，而耦合电感原边绕组L_2a可以等效为耦合电感原边绕组L_2a及其励磁电感并联后与漏感L_K2的串联结构。其他器件在受寄生参数影响时的等效电路结构未详细示出。

基于图2所示的简化后的等效电路图对该交错并联型直流变换器的工作过程介绍如下，请参考图3所示的工作波形图，该交错并联型直流变换器的一个工作周期包括t₀～t₈时长内的前半周期和t₈～t₁₆时长内的后半周期，交错并联型直流变换器在前半周期和后半周期的工作过程相同。具体的：

在前半周期内：t₀～t₁内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。t₁～t₄内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C关断。t₄～t₅内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C导通。t₅～t₇内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C关断。t₇～t₈内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。

在后半周期内：t₈～t₉内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。t₉～t₁₂内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。t₁₂～t₁₃内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C导通。t₁₃～t₁₅内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。t₁₅～t₁₆内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。

该交错并联型直流变换器在前半周期依次经过第一模态～第八模态，在后板周期依次经过第九模态～第十六模态，分别介绍如下：

(1)t₀～t₁时间范围内，第一模态：第一开关管S₁和第二开关管S₂均保持导通状态，钳位开关管S_C处于关断状态。两个耦合电感副边绕组的极性相反，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均处于截止状态，输入电源V_in对两个耦合电感原边绕组L_1a和L_2a充电，电容C_o1和C_o2给负载R供电。基于图2的电路模态示意图如图4所示，虚线表示电流流向。

(2)t₁～t₂时间范围内，第二模态：t₁时刻第二开关管S₂关断后，流过第二开关管S₂的电流I_S2降为0，第二开关管S₂两端的开关电容C_S2电压上升，第二开关管S₂两端的电压V_S2由零开始线性上升并实现零电压关断，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均保持截止状态，电容C_o1和C_o2给负载R供电。基于图2的电路模态示意图如图5所示，虚线表示电流流向。

(3)t₂～t₃时间范围内，第三模态：当第二开关管S₂两端电压V_S2超过钳位电容C_C的电压

时，钳位开关管S_C两端的反并联二极管导通产生流过钳位电容C_C的

且

开始下降。第二开关管S₂两端的电压V_S2被有源钳位电路钳位，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均保持截止状态，电容C_o1和C_o2给负载R供电。基于图2的电路模态示意图如图6所示，虚线表示电流流向。

(4)t₃～t₄时间范围内，第四模态：t₃时刻，耦合电感原边绕组L_1a的漏感L_K1与钳位电容C_C谐振，耦合电感原边绕组L_2a的电压反向并开始向副边绕组传输能量，耦合电感原边绕组L_1a继续充电。同时，续流二极管D₁、D₃开始导通、续流二极管D₂、D₄保持截止状态，续流二极管D₁的电流I_D1和续流二极管D₃的电流I_D3的电流开始上升。两个耦合电感副边绕组L_1b、L_2b串联给电容C₂、C_o1充电，同时，电容C₁、C_o2和两个耦合电感副边绕组L_1b、L_2b串联给负载R供电。流过耦合电感原边绕组L_2a和漏感L_K2的电流I_L2开始线性减小，流过耦合电感原边绕组L_1a和漏感L_K1的电流I_L1开始线性增大。基于图2的电路模态示意图如图7所示，虚线表示电流流向。

(5)t₄～t₅时间范围内，第五模态：t₄时刻开通钳位开关管S_C，流过耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2和钳位电容C_C的电流

方向由于谐振会发生反向，使钳位电容C_C中的能量转移到副边，钳位开关管S_C实现了零电压开通。基于图2的电路模态示意图如图8所示，虚线表示电流流向。

(6)t₅～t₆时间范围内，第六模态：t₅时刻，钳位开关管S_C关断，耦合电感原边绕组L_1a的漏感L_K1与钳位电容C_C的谐振停止，流过第一开关管S₁的电流I_S1突降并开始缓降。钳位开关管S_C实现了零电压关断，降低了钳位开关管S_C的关断损耗，且流过钳位电容C_C的

在t₅时刻突降为0。同时，耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2与开关电容C_S2开始谐振，开关电容C_S2中储存的能量开始转移，第二开关管S₂两端的电压V_S2开始下降。流过耦合电感原边绕组L_2a和漏感L_K2的电流I_L2开始线性增大。续流二极管D₁的电流I_D1和续流二极管D₃的电流I_D3开始下降。同时副边绕组由于漏感的存在，续流二极管D₁的电流I_D1和续流二极管D₃的电流I_D3的下降速率小于预定速率阈值，该预定速率阈值为常规直流变换器中的相应续流二极管的电流的下降速率，因此有效抑制了续流二极管的反向恢复电流。基于图2的电路模态示意图如图9所示，虚线表示电流流向。

(7)t₆～t₇时间范围内，第七模态：t₆时刻开关电容C_S2放电完成且电压降至零，第二开关管S₂两端的电压V_S2也为零实现零电压导通，第二开关管S₂的反并联二极管开始导通，流过耦合电感原边绕组L_2a和漏感L_K2的电流I_L2继续线性增大。基于图2的电路模态示意图如图10所示，虚线表示电流流向。

(8)t₇～t₈时间范围内，第八模态：由于第二开关管S₂的反并联二极管导通，第二开关管S₂两端的电压V_S2下降到零，因此在t₇～t₈时间范围内给第二开关管S₂驱动信号就可以实现第二开关管S₂的零电压开通。且从t₇时刻开始流过第二开关管S₂的电流I_S2突降并开始上升直至t₈时刻。续流二极管D₁的电流I_D1和续流二极管D₃的电流I_D3在漏感L_K2的作用下减小到零后关断，电容C_o1和C_o2开始给负载R供电。基于图2的电路模态示意图如图11所示，虚线表示电流流向。

(9)t₈～t₉时间范围内，第九模态：第一开关管S₁和第二开关管S₂均保持导通状态，钳位开关管S_C处于关断状态。两个耦合电感副边绕组的极性相反，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均处于截止状态，输入电源V_in对两个耦合电感原边绕组L_1a和L_2a充电，电容C_o1和C_o2给负载R供电。

(10)t₉～t₁₀时间范围内，第十模态：t₉时刻第一开关管S₁关断后，流过第一开关管S₁的电流I_S1降为0，第一开关管S₁两端的开关电容C_S1电压上升，第一开关管S₁两端的电压V_S1由零开始线性上升并实现零电压关断，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均保持截止状态，电容C_o1和C_o2给负载R供电。

(11)t₁₀～t₁₁时间范围内，第十一模态：当第一开关管S₁两端电压V_S1超过钳位电容C_C的电压

且

开始下降。第一开关管S₁两端的电压V_S1被有源钳位电路钳位。续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均保持截止状态，电容C_o1和C_o2给负载R供电。

(12)t₁₁～t₁₂时间范围内，第十二模态：t₁₁时刻，耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2与钳位电容C_C谐振，耦合电感原边绕组L_1a的电压反向并开始向副边绕组传输能量，耦合电感原边绕组L_2a继续充电。同时，续流二极管D₂、D₄开始导通、续流二极管D₁、D₃保持截止状态，续流二极管D₂的电流I_D2和续流二极管D₄的电流I_D4的电流开始上升。两个耦合电感副边绕组L_1b、L_2b串联给电容C₁、C_o2充电，同时，电容C₂、C_o1和两个耦合电感副边绕组L_1b、L_2b串联给负载R供电。流过耦合电感原边绕组L_1a和漏感L_K1的电流I_L1开始线性减小，流过耦合电感原边绕组L_2a和漏感L_2a的电流I_L2开始线性增大。

(13)t₁₂～t₁₃时间范围内，第十三模态：t₁₂时刻开通钳位开关管S_C，流过耦合电感原边绕组L_1a的漏感L_K1和钳位电容C_C的电流

方向发生反向，使钳位电容C_C中的能量转移到副边，钳位开关管S_C实现了零电压开通。

(14)t₁₃～t₁₄时间范围内，第十四模态：t₁₃时刻，钳位开关管S_C关断，耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2与钳位电容C_C的谐振停止，流过第二开关管S₂的电流I_S2突降并开始缓降。钳位开关管S_C实现了零电压关断，降低了钳位开关管S_C的关断损耗。同时，耦合电感原边绕组L_1a的漏感L_K1与开关电容C_S2开始谐振，开关电容C_S1中储存的能量开始转移，第一开关管S₁两端的电压V_S1开始下降。流过耦合电感原边绕组L_1a和漏感L_K1的电流I_L1开始线性增大。续流二极管D₂的电流I_D2和续流二极管D₄的电流I_D4开始下降。同时副边绕组由于漏感的存在，续流二极管D₂的电流I_D2和续流二极管D₄的电流I_D4的下降速率小于预定速率阈值，该预定速率阈值为常规直流变换器中的相应续流二极管的电流的下降速率，因此有效抑制了续流二极管的反向恢复电流。

(15)t₁₄～t₁₅时间范围内，第十五模态：t₁₄时刻开关电容C_S1放电完成且电压降至零，第一开关管S₁两端的电压V_S1也为零实现零电压导通，第一开关管S₁的反并联二极管开始导通，流过耦合电感原边绕组L_1a和漏感L_K1的电流I_L1继续线性增大。

(16)t₁₅～t₁₆时间范围内，第十六模态：由于第一开关管S₁的反并联二极管导通，第一开关管S₁两端的电压V_S1下降到零，因此在t₁₅～t₁₆时间范围内给第一开关管S₁驱动信号就可以实现第一开关管S₁的零电压开通。续流二极管D₂的电流I_D2和续流二极管D₄的电流I_D4在漏感L_K1的作用下减小到零后关断，电容C_o1和C_o2开始给负载R供电。

由于后半周期的第九模态～第十六模态与前半周期的第一模态～第八模态分别对应，工作过程类似，因此本申请不再单独示出第九模态～第十六模态的电路模态示意图。

由上述模态分析可知，本申请的电路结构采用了软开关技术，设计开关电容与原边绕组的漏感谐振，钳位开关管S_C在两端的反并联二极管和钳位电容C_C的作用下实现零电压导通和零电压关断，第二开关管S₂和第一开关管S₁都可以实现零电压导通和零电压关断。从而减小了开关损耗，提高了变换器效率。

只考虑该交错并联型直流变换器的第一模态、第四模态和第五模态可得：

是第一模态中耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2的电压，

是第四模态和第五模态中耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2的电压。

是第一模态中耦合电感原边绕组L_2a的励磁电感的电压，

是第四模态和第五模态中耦合电感原边绕组L_2a的励磁电感的电压。

根据模态分析可得钳位电容C_C、电容C₁、电容C₂、电容C_o1、电容C_o2、第一开关管S₁、第二开关管S₂和钳位开关管S_C的电压应力和变换器的电压增益为：

其中，

是钳位电容C_C的电压，V_C1是电容C₁的电压，V_C2是电容C₂的电压，V_out是负载R两端的输出电压，V_Co1是电容C_o1的电压，V_Co2是电容C_o2的电压，V_D1是续流二极管D₁的电压，V_D2是续流二极管D₂的电压，V_D3是续流二极管D₃的电压，V_D4是续流二极管D₄的电压。M_CCM表示变换器的电压增益。D该第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比，也即第一开关管S₁的导通时长在一个工作周期中的占比，同时也是第二开关管S₂的导通时长在一个工作周期中的占比。N是耦合电感原边绕组L_1a与耦合电感副边绕组L_1b的匝数比，同时也是耦合电感原边绕组L_2a与耦合电感副边绕组L_2b的匝数比。K是耦合电感原边绕组L_1a与耦合电感副边绕组L_1b的耦合系数，同时也是耦合电感原边绕组L_2a与耦合电感副边绕组L_2b的耦合系数。

钳位电容C_C的作用是完全吸收两个耦合电感原边绕组的漏感中储存的能量，避免第一开关管S₁和第二开关管S₂受到电压尖峰的影响，钳位电容C_C容值取大并不会影响钳位效果，但是会增大整个直流变换器的体积。为了在较优的钳位效果和体积之间取得平衡，故取漏感与钳位电容C_C谐振周期的一半大于主开关的关断时间，确保漏感能量转移到钳位电容C_C中，也即

L_LK1是漏感L_K1的感值，f_S是直流变换器的谐振频率且

在考虑电路中器件的寄生参数的作用的情况下，可得电容C_o1和电容C_o2的电压的表达式为：

由此可知，在该交错并联型直流变换器中的器件的寄生参数的作用下，电容C_o1和电容C_o2的电压差为0。其中，

依次是耦合电感原边绕组L_1a、漏感L_K1、耦合电感原边绕组L_2a和漏感L_K2在第一模态下的电压。

依次是耦合电感原边绕组L_1a、漏感L_K1、耦合电感原边绕组L_2a和漏感L_K2在第四模态以及第五模态两个模态下的电压。

分别是耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a在第一模态下的电压。

是耦合电感原边绕组L_1a在第四模态以及第五模态两个模态下的电压。

分别是耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a的等效内阻。V_d、R_d分别是各个续流二极管的电压降以及导通内阻。

在一个实测实例中，当输入电源V_in＝40V，输入电流I_in的电流波形图如图12所示。耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a两端的电压

的电压波形图如图13所示。耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感原边绕组L_2a流过的电流I_L1、I_L2的电流波形图如图14所示。电容C_o1的电压V_Co1以及电容C_o2的电压V_Co2的电压波形图如图15所示，输出电压V_out的电压波形图如图16所示，电容C_o1和电容C_o2交错充放电，减小了输出电压的纹波。

以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种交错并联型直流变换器，其特征在于，在所述交错并联型直流变换中，耦合电感副边绕组L_1b的第一端连接耦合电感副边绕组L_2b的第一端，耦合电感副边绕组L_1b的第二端分别连接电容C₁的第一端和电容C₂的第一端，所述电容C₁的第二端连接续流二极管D₁的阴极和续流二极管D₂的阳极，所述续流二极管D₁的阳极连接电容C_o1的第一端以及负载R的一端，所述电容C_o1的第二端连接所述续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组L_2b的第二端、续流二极管D₃的阳极和电容C_o2的第一端，所述电容C₂的第二端连接所述续流二极管D₃的阴极和续流二极管D₄的阳极，所述续流二极管D₄的阴极连接电容C_o2的第二端和所述负载R的另一端；

输入电源V_in的正极连接耦合电感原边绕组L_1a的第一端和第二开关管S₂的漏极，所述耦合电感原边绕组L_1a的第二端连接第一开关管S₁的漏极，所述第二开关管S₂的源极连接耦合电感原边绕组L_2a的第一端，所述耦合电感原边绕组L_2a的第二端连接所述第一开关管S₁的源极和所述输入电源V_in的负极；第一开关管S₁两端跨接反并联二极管以及开关电容C_S1，第二开关管S₂两端跨接反并联二极管以及开关电容C_S2；

耦合电感原边绕组L_1a和耦合电感副边绕组L_1b构成一组耦合电感，耦合电感原边绕组L_2a和耦合电感副边绕组L_2b构成另一组耦合电感；所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂的占空比相等且相差180°并交错。

2.根据权利要求1所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，所述第一开关管S₁的漏极和所述第二开关管S₂的源极之间还连接有源钳位电路，所述有源钳位电路用于为两个耦合电感原边绕组的漏感的能量释放提供回路。

3.根据权利要求2所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，所述有源钳位电路包括串联的钳位开关管S_C和钳位电容C_C，所述钳位开关管S_C的漏极连接所述第二开关管S₂的源极，所述钳位开关管S_C的源极通过所述钳位电容C_C连接所述第一开关管S₁的漏极，所述钳位开关管S_C的两端跨接反并联二极管；所述钳位开关管S_C在所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂中一个开关管导通、一个开关管关断的过程中导通。

4.根据权利要求3所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，在一个工作周期内，所述钳位开关管S_C在第一开关管S₁导通而第二开关管S₂关断过程中导通，以及在第二开关管S₂导通而第一开关管S₁关断过程中导通，所述钳位开关管S_C的工作频率为第一开关管S₁和所述第二开关管S₂的工作频率的两倍。

5.根据权利要求1所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，在所述交错并联型直流变换器中的器件的寄生参数的作用下，电容C_o1和电容C_o2的电压差为0。

6.根据权利要求3所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，所述交错并联型直流变换器的一个工作周期包括t₀～t₈时长内的前半周期和t₈～t₁₆时长内的后半周期，在所述前半周期内：t₀～t₁内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₁～t₄内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C关断，t₄～t₅内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C导通，t₅～t₇内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂关断、钳位开关管S_C关断，t₇～t₈内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断；

在所述后半周期内：t₈～t₉内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₉～t₁₂内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₁₂～t₁₃内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C导通，t₁₃～t₁₅内第一开关管S₁关断、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断，t₁₅～t₁₆内第一开关管S₁导通、第二开关管S₂导通、钳位开关管S_C关断。

7.根据权利要求6所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，所述钳位开关管S_C在两端的反并联二极管和所述钳位电容C_C的作用下实现零电压导通和零电压关断。

8.根据权利要求6所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，t₁时刻第二开关管S₂关断后，第二开关管S₂两端的开关电容C_S2电压上升，第二开关管S₂两端的电压由零开始线性上升并实现零电压关断；t₅时刻耦合电感原边绕组L_2a的漏感L_K2与开关电容C_S2开始谐振，开关电容C_S2中储存的能量开始转移使得第二开关管S₂两端的电压开始下降；t₆时刻开关电容C_S2放电完成且电压降至零，第二开关管S₂两端的电压也为零实现零电压导通。

9.根据权利要求6所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，t₉时刻第一开关管S₁关断后，第一开关管S₁两端的开关电容C_S1电压上升，第一开关管S₁两端的电压由零开始线性上升并实现零电压关断；t₁₃时刻耦合电感原边绕组L_1a的漏感L_K1与开关电容C_S1开始谐振，开关电容C_S1中储存的能量开始转移使得第一开关管S₁两端的电压开始下降；t₁₄时刻开关电容C_S1放电完成且电压降至零，第一开关管S₁两端的电压也为零实现零电压导通。

10.根据权利要求6所述的交错并联型直流变换器，其特征在于，从一个工作周期的t₀时刻开始，续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均处于截止状态，续流二极管D₁、D₃从t₃时刻开始导通、续流二极管D₂、D₄保持截止状态；续流二极管D₁、D₃的电流持续上升直至t₅时刻开始下降且下降速率小于预定速率阈值以抑制续流二极管的反向恢复电流。