CN103840654B - 变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器 - Google Patents

变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器 Download PDF

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Abstract

变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，属于电力电子领域，本发明为解决现有三相单极PFC电路无法很好的兼顾上述两方面技术问题的缺陷。本发明包括三相输入整流电路、移相桥、变压器T、输出整流电路、电容C5和电阻R；还包括无源辅助环节，无源辅助环节设置在三相输入整流电路和移相桥之间；无源辅助环节包括二极管DL1、二极管DL2、二极管DC、二极管Df、电容CC1、电容CC2和变压器Tf；变压器Tf具有并绕的原边绕组L1和L2；副边绕组Lf；原边绕组L1、原边绕组L2和副边绕组Lf绕制在一个磁芯上。

Description

变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器
技术领域
本发明涉及变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，属于电力电子领域。
背景技术
电力电子等非线性负载的广泛应用给电网带来了大量的谐波，谐波对电网的“污染”已经引起人们越来越多的重视。功率因数校正(powerfactorcorrection,PFC)技术是抑制谐波电流提高用电设备网侧功率因数的有效方法，是电力电子领域的研究热点。按电路结构不同，PFC技术分为两级型和单级型两种：两级PFC由PFC电路和DC/DC(直流/直流)变换器组成，具有PFC效果与输出特性好等优点，然而，采用两级功率变换限制了电路效率的提高，并使电路结构复杂化；单级PFC采用一级电路同时实现PFC与DC/DC变换的功能，与两级PFC相比，具有电路简单、效率高、成本低等优点，是PFC技术发展的重要方向。目前，单级PFC技术在小功率领域的研究较为广泛，在中大功率领域的研究相对较少，尤其是对于中大功率领域中三相单级PFC技术的研究仍处于发展阶段。
基于全桥结构的三相单级功率因数校正器适合中大功率领域应用。该电路目前尚未得到广泛应用主要有以下两方面原因：(1)由于高频变压器原边存在漏感，功率开关在状态切换瞬间会承受很大的电压尖峰，该电压尖峰增加了开关管的电压应力，降低了电路的可靠性；(2)电路起动时，输出滤波电容电压为零，升压电感因对滤波电容充电而产生很大的过流，很容易造成电感的饱和甚至损坏。目前，这两方面问题都有一些相应的解决方法。然而，已有的各种方法有的或多或少地增加了器件，有的增加了专门的控制电路，并且一种方法通常只能解决上述一个问题，如果要同时解决所有问题，整个电路***的复杂程度甚至会超过两级PFC电路，完全丧失了单级PFC技术的优势。
发明内容
本发明目的是为了解决现有三相单极PFC电路无法很好的兼顾上述两方面技术问题的缺陷，提供了一种变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器。
本发明所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，它包括三相输入整流电路、移相桥、变压器T、输出整流电路、电容C5和电阻R；
三相输入整流电路的正极输出端与移相桥的正极输入端连接；三相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；
移相桥的交流输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C5和电阻R；
移相桥为全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4构成的单相全桥结构逆变电路；
还包括无源辅助环节，无源辅助环节设置在三相输入整流电路和移相桥之间；
无源辅助环节包括二极管DL1、二极管DL2、二极管DC、二极管Df、电容CC1、电容CC2和变压器Tf；变压器Tf具有并绕的原边绕组L1和L2；副边绕组Lf；变压器Tf的原副边绕组匝数比为nf；原边绕组L1、原边绕组L2和副边绕组Lf绕制在一个磁芯上；
二极管DL1的阴极和电容CC2的一端同时连接三相输入整流电路的正极输出端和移相桥的正极输入端；
二极管DL1的阳极与变压器Tf原边绕组L1的异名端相连，变压器Tf原边绕组L1的同名端同时与二极管DC的阴极和电容CC1的一端相连；二极管DC的阳极同时与电容CC2的另一端和变压器Tf原边绕组L2的异名端相连；变压器Tf原边绕组L2的同名端与二极管DL2的阴极相连；
二极管DL2的阳极和电容CC1的另一端同时连接三相输入整流电路的负极输出端和移相桥的负极输入端；
变压器Tf副边绕组Lf的同名端与输出整流电路的负极端同时接地；
变压器Tf副边绕组Lf的异名端连接二极管Df的阳极，二极管Df的阴极连接输出整流电路的正极输出端。
本发明的优点：本专利发明了一种带无源辅助能量变换环节的三相单级全桥功率因数校正器。该电路工作于升压电感电流断续(DCM)状态，输入电流峰值自动跟踪输入电压，实现功率因数校正功能。该电路变压器原边无源辅助能量变换环节的采用，既实现了该电路的电压抑制又完成了电路正常起动。
附图说明
图1是本发明所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器的结构示意图；
图2是无源辅助环节中的变压器的结构示意图；
图3是电路工作在稳态时各开关的工作时序图；
图4是工作在稳压时，升压电感的一个充放电周期内阶段1的等效电路图；
图5是工作在稳压时，升压电感的一个充放电周期内阶段2的等效电路图；也是在电路起动过程中，升压电感一个充放电周期内阶段1的等效电路图；
图6是工作在稳压时，升压电感的一个充放电周期内阶段3的等效电路图；
图7是电路起动时的各开关的工作时序图；
图8是工作在电路起动过程中，升压电感的一个充放电周期内阶段2的等效电路图；
图9是输入电压ua的波形图；
图10是流过升压电感La的电流iLa的波形图；
图11是不带无源辅助环节时变压器T原边电压UK的波形图；
图12是带无源辅助环节时变压器T原边电压UK的波形图；
图13是电路起动过程中输出电压Uo的波形图。
具体实施方式
具体实施方式一：下面结合图1至图13说明本实施方式，本实施方式所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，它包括三相输入整流电路1、移相桥3、变压器T、输出整流电路4、电容C5和电阻R；
三相输入整流电路1的正极输出端与移相桥3的正极输入端连接；三相输入整流电路1的负极输出端与移相桥3的负极输入端连接；
移相桥3的交流输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路4的输入端相连，输出整流电路4的输出端同时并联有电容C5和电阻R；
移相桥3为全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4构成的单相全桥结构逆变电路；
还包括无源辅助环节2，无源辅助环节2设置在三相输入整流电路1和移相桥3之间；
无源辅助环节2包括二极管DL1、二极管DL2、二极管DC、二极管Df、电容CC1、电容CC2和变压器Tf；变压器Tf具有并绕的原边绕组L1和L2；副边绕组Lf；变压器Tf的原副边绕组匝数比为nf；原边绕组L1、原边绕组L2和副边绕组Lf绕制在一个磁芯上；
二极管DL1的阴极和电容CC2的一端同时连接三相输入整流电路1的正极输出端和移相桥3的正极输入端；
二极管DL1的阳极与变压器Tf原边绕组L1的异名端相连，变压器Tf原边绕组L1的同名端同时与二极管DC的阴极和电容CC1的一端相连；二极管DC的阳极同时与电容CC2的另一端和变压器Tf原边绕组L2的异名端相连；变压器Tf原边绕组L2的同名端与二极管DL2的阴极相连；
二极管DL2的阳极和电容CC1的另一端同时连接三相输入整流电路1的负极输出端和移相桥3的负极输入端；
变压器Tf副边绕组Lf的同名端与输出整流电路4的负极端同时接地；
变压器Tf副边绕组Lf的异名端连接二极管Df的阳极，二极管Df的阴极连接输出整流电路4的正极输出端。
电容CC1的电容值与电容CC2的电容值相等。
输出整流电路4是由四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。
为了便于说明原理，图1中给出变压器T原边的等效漏感L1k，变压器T的原副边绕组匝数比为n。
无源辅助环节2中的变压器Tf的结构如图2所示，两个原边绕组和一个副边绕组绕制在同一个磁芯上，变压器Tf原边绕组L1和原边绕组L2的电感值相等。
本发明电路工作于电感电流断续模式(DCM)，其中，全控开关S1与全控开关S3的导通状态互补，全控开关S2与全控开关S4的导通状态互补，全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4的导通比都固定在50％，且全控开关S1、全控开关S3对全控开关S2、全控开关S4的导通相位是可控的。利用桥臂开关直通(S1、S2导通或者S3、S4导通)来实现升压电感的充电，利用桥臂开关对臂导通(S1、S4导通或者S2、S3导通)来实现升压电感的放电以及能量向负载的传递。电路周期性地重复上述过程，使升压电感中的电流即输入电流的峰值(包络线)跟踪输入交流电压的变化，实现功率因数较正的功能。
工作原理：
在三相输入电压的基波周期内共有12个不同的时间段(每段为π/6)。按照对称性原理，在任何时间段内对变换器进行的分析可扩展到整个基波周期。下面以0≤ωt≤π/6时间段为例对升压电感的一个充放电周期内电路的各工作阶段进行介绍，该时间段中输入的三相电压：ub≤0≤ua≤uc。为了便于分析，做出如下假设：(1)电路中各元器件均为理想元器件；(2)输出滤波电容C5以及辅助环节中电容CC1、CC2足够大，在升压电感的一个充放电周期内认为输出直流电压Uo以及电容CC1、CC2两端电压保持恒定；(3)电路中升压电感的充放电频率远高于电网频率，在一个充放电周期中，输入电压基本保持不变。
下面分别说明在升压电感的一个充放电周期内，PFC电路工作在稳态和起动的工作过程。
PFC电路工作在稳态的工作过程：稳态时，该电路各开关的工作时序如图3所示。在升压电感的一个充放电周期内，电路共有3个基本的工作阶段，各阶段的等效电路如图4至图6所示。
阶段1(升压电感电流断续阶段)，如图4所示：本阶段全控开关S2、S3导通，S1、S4关断，升压电感电流为零，变压器T原、副边电流为零，无源辅助环节2中变压器Tf的原、副边电流为零，变压器T的原边电压Uk＝nUo，各开关电压UC1＝UC4＝nUo，UC2＝UC3＝0，无源辅助环节2中电容电压UCc1＝UCc2＝nUo/2。本阶段，输出电流仅由输出滤波电容放电提供。
阶段2(升压电感充电，变压器Tf励磁阶段)，如图5所示：本阶段全控开关S1、S2导通，S3、S4关断。三相输入电压直接加在升压电感两端对其充电，升压电感电流由零开始线性上升。在无源辅助环节2中，电容CC1、CC2分别对变压器Tf的原边等效电感L1、L2充电，电感L1、L2电流由零开始线性上升。在本阶段中各开关电压UC1＝UC2＝UC3＝UC4＝0，输出电流仅由输出滤波电容放电提供。
阶段3(PFC电路与辅助环节同时向负载传递能量阶段)，如图6所示：本阶段全控开关S1、S4导通，S2、S3关断。三相输入电压与升压电感通过导通的全控开关S1，S4以及变压器T向负载R传递能量，升压电感电流开始下降。在无源辅助环节2中，变压器Tf在阶段2中存储于原边等效电感L1、L2中的能量转移至副边电感Lf上，电感Lf的电流逐渐下降，进而转移至负载R。在本阶段中，电流iLa(电感La电流)、iLf(电感Lf电流)、iLb与iLc(电感Lb、Lc电流)依次下降到零。
在阶段3中，当电流iLa、iLf、iLb、iLc均下降到零之后，PFC电路进入下一个升压电感充放电周期，与本充放电周期各阶段相比全控开关S1、S3的开关状态对换，S2、S4的开关状态对换。
电路起动时的工作过程：起动过程中，该电路各开关的工作时序如图7所示。在升压电感的一个充放电周期内，电路共有2个基本的工作阶段。
阶段1(升压电感充电，变压器Tf励磁阶段)：本阶段等效电路与稳态阶段2相同，如图5所示。本阶段S1、S2导通，S3、S4关断。三相输入电压直接加在升压电感两端对其充电，升压电感电流由零开始线性上升。在无源辅助环节2中，电容CC1、CC2分别对等效电感L1、L2充电，电感L1、L2电流由零开始线性上升。在本阶段中各开关电压UC1＝UC2＝UC3＝UC4＝0，输出电流仅由输出滤波电容放电提供。
阶段2(辅助环节向输出滤波电容充电阶段)：本阶段等效电路如图8所示。本阶段全控开关S1～S4全部关断，电容CC1、CC2被升压电感电流充电，电流iL1＝iL2＝0，变压器Tf的能量通过其副边电感Lf转移至输出侧，为输出滤波电容充电。在本阶段中，电流iLa、iLf、iLb、iLc依次下降到零。
在阶段2中，当电流iLa、iLf、iLb、iLc均下降到零之后，PFC电路进入下一个升压电感充放电周期，与本充放电周期各阶段相比全控开关S1、S3的开关状态对换，S2、S4的开关状态对换。
图9和图10为电路输入电压与电流波形，可以看出输入电流的峰值与输入电压成正比，并且输入电流波形的包络线为正弦波。
图11和图12为采用本实施方式所提无源辅助环节2前后，三相单级全桥PFC电路变压器原边电压波形对比，为了防止电路因过压而损坏，图11结果是在电压相对较低的条件下获得的，对比两波形电压尖峰的大小可以看出PFC电路的变压器原边电压尖峰得到了有效的抑制。
图13为PFC电路起动时输出电压的波形，可以看出PFC电路实现了正常的起动。
具体实施方式二：本实施方式对实施方式一作进一步说明，三相输入整流电路1的三相交流输入端通过升压电感La、Lb和Lc接入三相交流电压ua、ub和uc；升压电感La、Lb和Lc的电感值相等。
三相输入整流电路1由六个二极管构成三相全桥结构的整流电路。
具体实施方式三：本实施方式对实施方式一作进一步说明，每个升压电感串入一个预充电限流电阻Ri，每个预充电限流电阻Ri两端并联开关K。
Ri为电容CC1和电容CC2的预充电限流电阻。
具体实施方式四：本实施方式对实施方式一作进一步说明，全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4采用MOSFET或IGBT电力电子开关器件；每个全控开关两端并联体二极管和电容。
二极管D1和电容C1为全控开关S1的寄生器件，其中二极管D1反向并联；
二极管D2和电容C2为全控开关S2的寄生器件，其中二极管D2反向并联；
二极管D3和电容C3为全控开关S3的寄生器件，其中二极管D3反向并联；
二极管D4和电容C4为全控开关S4的寄生器件，其中二极管D4反向并联。

Claims (7)

1.变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，它包括三相输入整流电路（1）、移相桥（3）、变压器T、输出整流电路（4）、电容C5和电阻R；
三相输入整流电路（1）的正极输出端与移相桥（3）的正极输入端连接；三相输入整流电路（1）的负极输出端与移相桥（3）的负极输入端连接；
移相桥（3）的交流输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路（4）的输入端相连，输出整流电路（4）的输出端同时并联有电容C5和电阻R，
移相桥（3）为全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4构成的单相全桥结构逆变电路，
其特征在于，还包括无源辅助环节（2），无源辅助环节（2）设置在三相输入整流电路（1）和移相桥（3）之间；
无源辅助环节（2）包括二极管DL1、二极管DL2、二极管DC、二极管Df、电容CC1、电容CC2和变压器Tf；变压器Tf具有并绕的原边绕组L1和L2；副边绕组Lf；变压器Tf的原副边绕组匝数比为nf；原边绕组L1、原边绕组L2和副边绕组Lf绕制在一个磁芯上；
二极管DL1的阴极和电容CC2的一端同时连接三相输入整流电路（1）的正极输出端和移相桥（3）的正极输入端；
二极管DL1的阳极与变压器Tf原边绕组L1的异名端相连，变压器Tf原边绕组L1的同名端同时与二极管DC的阴极和电容CC1的一端相连；二极管DC的阳极同时与电容CC2的另一端和变压器Tf原边绕组L2的异名端相连；变压器Tf原边绕组L2的同名端与二极管DL2的阴极相连；
二极管DL2的阳极和电容CC1的另一端同时连接三相输入整流电路（1）的负极输出端和移相桥（3）的负极输入端；
变压器Tf副边绕组Lf的同名端与输出整流电路（4）的负极端同时接地；
变压器Tf副边绕组Lf的异名端连接二极管Df的阳极，二极管Df的阴极连接输出整流电路（4）的正极输出端。
2.根据权利要求1所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，其特征在于，三相输入整流电路（1）的三相交流输入端通过升压电感La、Lb和Lc接入三相交流电压ua、ub和uc；升压电感La、Lb和Lc的电感值相等。
3.根据权利要求2所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，其特征在于，每个升压电感串入一个预充电限流电阻Ri，每个预充电限流电阻Ri两端并联开关K。
4.根据权利要求1所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，其特征在于，全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4采用MOSFET或IGBT电力电子开关器件；每个全控开关两端并联体二极管和电容。
5.根据权利要求1所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，其特征在于，变压器Tf原边绕组L1和原边绕组L2的电感值相等。
6.根据权利要求1所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，其特征在于，电容CC1的电容值与电容CC2的电容值相等。
7.根据权利要求1所述变压器原边带辅助环节的三相单级全桥功率因数校正器，其特征在于，全控开关S1与全控开关S3的导通状态互补，全控开关S2与全控开关S4的导通状态互补，全控开关S1、全控开关S2、全控开关S3和全控开关S4的导通比都固定在50%，且全控开关S1、全控开关S3对全控开关S2、全控开关S4的导通相位是可控的。
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