CN108235509B - 一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路。包括单相交流输入电源Vin、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4、第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus、输出电容Co、谐振电容Cr、Cuk电感L1、Cuk电感L2、谐振电感Lr、高频变压器T（包含原边绕组Np、副边绕组Ns1、副边绕组Ns2）、LED灯负载。本发明通过提出一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路，面向高压输入应用场合，实现高功率因数和软开关变换，并且提高LED驱动电路性能价格比。

Description

一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路
技术领域
本发明涉及一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，应用在交流高压输入场合，更具体说是一种通过集成降压型Cuk变换电路和LLC变换电路以实现高压输入、高功率因数和软开关变换。
背景技术
25瓦以上照明电器需要满足一系列强制性相关标准，如IEC555-2、IEC1000-3-2等标准。因此功率因数校正(Power Factor Correction—PFC)技术成为LED驱动电路领域里的一个关键技术。而在高压交流输入场合，研究高效降压型PFC电路成为一个热点。
LLC谐振变换器的开关管能够工作在软开关模式，其开关损耗能够保持在一个很低的水平，在中大功率LED驱动***中得到了广泛的应用。一般情况下，独立的LLC谐振变换器的效率都在90％以上。传统的交流输入LED驱动电源通常采用两级结构，前级为功率因数校正电路，后级为DC-DC变换电路。两级结构的驱动电源需要分别采用两套独立的控制***，因此其成本高，且可靠性差。近年来，越来越多的学者开始关注单级LED驱动电源。单级电路将两级电路的开关管复用从而集成为单级，减少了开关管的数量且只需要一套控制***，提高了可靠性并降低了成本，具有重要的理论意义和工程应用价值。
另外，与传统降压Buck有源功率因数校正电路相比，降压Cuk电路在输入和输出端均有滤波电感，因此减小输入输出电流纹波和电磁干扰，提高了降压型变换器的效率和功率因数并减小THD。
发明内容
本发明的目的在于提供一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，使电路达到高效率、高功率因数、减小直流母线电压，并且提高驱动电路性能价格比。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，包括单相交流输入电源Vin、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4、第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus、输出电容Co、谐振电容Cr、Cuk电感L1、Cuk电感L2、谐振电感Lr、高频变压器T、LED灯负载；所述第一功率二极管D1的阴极与第三功率二极管D3的阴极及Cuk电感L1的一端相连，所述第二功率二极管D2的阴极与单相交流输入电源Vin的一端、第一功率二极管D1的阳极相连接，所述第二功率二极管D2的阳极与高频电容C1的一端、第四功率二极管D4的阳极、第二功率开关管S2的源极及第六功率二极管D6的阳极相连接，所述单相交流输入电源vin的另一端与第三功率二极管D3的阳极、第四功率二极管D4的阴极相连接，所述Cuk电感L1的另一端与Cuk电感L2的一端、母线电容Cbus的正端、第二功率开关管S1的漏极及谐振电感Lr的一端相连接，所述Cuk电感L2另一端与第五功率二极管D5的阴极、高频电容C1的另一端相连接，所述母线电容Cbus的负端与第七功率二极管D7的阳极、第五功率二极管D5的阳极及第六功率二极管D6的阴极相连接，所述第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2漏极、第七功率二极管D7的阴极及谐振电容Cr的一端相连接，所述谐振电感Lr的另一端与高频变压器T的原边绕组Np的同名端相连接，所述谐振电容Cr的另一端与高频变压器T的原边绕组Np的异名端相连接；所述高频变压器T的副边绕组Ns1的异名端与高频变压器T的副边绕组Ns2的同名端、输出电容Co的负端及LED灯负载的一端相连接，所述高频变压器T的副边绕组Ns1的同名端与第八功率二极管Ds1的阳极相连接，所述高频变压器T的副边绕组Ns2的异名端与第九功率二极管Ds2的阳极相连接，所述第八功率二极管Ds1的阴极与第九功率二极管Ds2的阴极、输出电容Co的正端以及LED灯负载的另一端相连接。
在本发明一实施例中，所述Cuk电感L1、Cuk电感L2、第五功率二极管D5、第七功率二极管D7、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus构成降压Cuk电路；所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第七功率二极管D7、第六功率二极管D6、输出电容Co、谐振电容Cr、谐振电感Lr、高频变压器T、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、LED灯负载构成LLC电路；降压Cuk电路能够工作在DCM模式、BCM模式或者CCM模式下，LLC电路工作于ZVS区域。
在本发明一实施例中，所述第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4为整流二极管，所述第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2为快恢复二极管。
在本发明一实施例中，所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2为功率MOSFET管，且采用PFM控制方式。
在本发明一实施例中，所述谐振电容Cr、高频电容C1为高频电容；所述母线电容Cbus、输出电容Co为电解电容。
在本发明一实施例中，所述谐振电感Lr由漏感构成，或为独立电感。
在本发明一实施例中，该电路的工作模态如下：
设降压Cuk电路工作在DCM模式，LLC电路工作在fr1<fs<fr区域，fs为开关管频率；在交流电源工频正负周期内，电路的工作状态是对称的，此处以工频正半周期为例说明，负半周期类似；
(1)当输入电压Vin小于直流母线电压VCbus情况时：
模态1[t0<t<t1]：开关管S1关断，开关管S2零电流开通，输入电压Vin小于直流母线电压VCbus，此时整流桥处于断开状态，前级降压Cuk电路不工作，直流母线电容Cbus给后级LLC提供能量；此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态2[t1<t<t2]：开关管S1关断，开关管S2开通，输入电压Vin小于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路不工作，直流母线电容Cbus给后级LLC提供能量；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds1零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值；
模态3[t2<t<t3]：开关管S1、S2关断，进入死区时间；此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通；谐振电流一部分给开关管S2的结电容充电；谐振电流一部分给开关管S1的结电容放电，直到开关管S1的结电容两端电压为零；之后，谐振电流全部流过开关管S1的体二极管，为开关管S1的零电压开通做准备；
模态4[t3<t<t4]：开关管S1零电压导通，开关管S2关断，输入电压Vin小于直流母线电压VCbus，此时整流桥处于断开状态，前级降压Cuk电路不工作，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态5[t4<t<t5]：开关管S1仍然导通；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds2零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值；
模态6[t5<t<t6]：开关管S1截止，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通；开关管S1的结电容两端电压等于直流母线电压，二极管D7导通，为开关管S2零电流开通做准备；
(2)当输入电压Vin大于直流母线电压VCbus情况时：
模态1a[t0<t<t1]：开关管S1关断，开关管S2零电流开通，输入电压Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1线性上升，且降压Cuk级电流icuk大于LLC级电流ir，降压Cuk级将输入能量一部分传给后级LLC，一部分对母线电容Cbus进行充电；同时，LLC谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态1b[t0<t<t1]：开关管S1关断，开关管S2开通，输入电压Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1线性上升，且降压Cuk级电流icuk小于LLC级电流ir，母线电容Cbus处于放电状态；同时，LLC谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态2[t1<t<t2]：开关管S1关断，开关管S2开通，输入电压Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1继续线性上升；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds1零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值；
模态3[t2<t<t3]：开关管S1、S2关断，进入死区时间；Cuk电感电流iL1、iL2续流；此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通；谐振电流一部分给开关管S2的结电容充电；谐振电流一部分给开关管S1的结电容放电，直到开关管S1的结电容两端电压为零；之后，谐振电流全部流过开关管S1的体二极管，为开关管S1的零电压开通做准备；
模态4[t3<t<t4]：开关管S1零电压开通，开关管S2关断；Cuk电感电流iL1、iL2继续续流；在此阶段，谐振电感Lr、谐振电容Cr以谐振频率谐振，谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态5[t4<t<t5]：开关管S1仍然导通；Cuk电感电流iL1、iL2续流结束；在此阶段，谐振电感Lr、谐振电容Cr以谐振频率谐振，谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态6[t5<t<t6]：开关管S1仍然导通；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds2零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值；
模态7[t6<t<t7]：开关管S1截止，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通；开关管S1的结电容两端电压等于直流母线电压，二极管D7导通，为开关管S2零电流开通做准备。
相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：
1、本发明提出了一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路，只需要一套控制电路，可以提高电路可靠性，降低成本；
2、本发明输入输出滤波电感，使得输入输出电流脉动小，有利于降低纹波，有利于EMI，提高了降压型变换器的效率和减小THD。
3、本发明可以在高压交流输入电压场合，实现高功率因数和取得较低直流母线电压。
附图说明
图1是本发明集成降压Cuk和llc电路的单级LED驱动电路原理图。
图2是本发明实施例的正半周期模态对应的关键波形。
图3是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图一。
图4是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图二。
图5是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图三。
图6是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图四。
图7是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图五。
图8是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图六。
图9是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图七。
图10是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图八。
图11是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图九。
图12是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图十。
图13是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图十一。
图14是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图十二。
图15是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图十三。
图16是本发明具体实施例的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路工作阶段等效电路图十四。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
如图1所示，本实施例提供了一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路，包括单相交流输入电源vin、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4、第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus、输出电容Co、谐振电容Cr、Cuk电感L1、Cuk电感L2、谐振电感Lr、高频变压器T、LED灯负载。
所述第一功率二极管D1的阴极与第三功率二极管D3的阴极及Cuk电感L1的一端相连，所述第二功率二极管D2的阴极与单相交流输入电源vin的一端、第一功率二极管D1的阳极相连接，所述第二功率二极管D2的阳极与高频电容C1的一端、第四功率二极管D4的阳极、第二功率开关管S2的源极及第六功率二极管D6的阳极相连接，所述单相交流输入电源vin的另一端与第三功率二极管D3的阳极、第四功率二极管D4的阴极相连接，所述Cuk电感L1的另一端与Cuk电感L2的一端、母线电容Cbus的正端、第二功率开关管S1的漏极及谐振电感Lr的一端相连接，所述Cuk电感L2另一端与第五功率二极管D5的阴极、高频电容C1的另一端相连接，所述母线电容Cbus的负端与第七功率二极管D7的阳极、第五功率二极管D5的阳极及第六功率二极管D6的阴极相连接，所述第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2漏极、第七功率二极管D7的阴极及谐振电容Cr的一端相连接，所述谐振电感Lr的另一端与高频变压器T的原边绕组Np的同名端相连接，所述的谐振电容Cr的另一端与高频变压器T的原边绕组Np的异名端相连接；所述高频变压器T的副边绕组Ns1的异名端与高频变压器T的副边绕组Ns2的同名端、输出电容Co的负端及LED灯负载的一端相连接，所述高频变压器T的副边绕组Ns1的同名端与第八功率二极管Ds1的阳极相连接，所述高频变压器T的副边绕组Ns2的异名端与第九功率二极管Ds2的阳极相连接，所述第八功率二极管Ds1的阴极与第九功率二极管Ds2的阴极、输出电容Co的正端以及LED灯负载的另一端相连接。
在本实施例中，所述Cuk电感L1、Cuk电感L2、第五功率二极管D5、第七功率二极管D7、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus构成降压Cuk电路；所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第七功率二极管D7、第六功率二极管D6、输出电容Co、谐振电容Cr、谐振电感Lr、高频变压器T、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、LED灯负载构成LLC电路；降压Cuk电路能够工作在DCM模式、BCM模式或者CCM模式下，LLC电路工作于ZVS区域。
在本实施例中，所述第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4为整流二极管，所述第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2为快恢复二极管。
在本实施例中，所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2为功率MOSFET管，且采用PFM控制方式。
在本实施例中，所述谐振电容Cr、高频电容C1为高频电容；所述母线电容Cbus、输出电容Co为电解电容。
在本实施例中，所述谐振电感Lr可以是由漏感构成，也可以是独立电感；
在本实施例中，所述的一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路，所述的高频变压器T的等效激磁电感为Lm。
特别的，如图2至图16所示，本实施例还提供了一种集成降压Cuk和LLC变换器单级LED驱动电路的具体电路工作模态。
设计降压Cuk电路工作在DCM模式，LLC电路工作在fr1<fs<fr区域，fs为开关管频率。在交流电源工频正负周期内，电路的工作状态是对称的，这里以工频正半周期为例说明，负半周期不一一赘述，图2为对应的关键波形，图3至图16为正半周期14个模态等效图。
图3至图8为图2中输入电压Vin小于直流母线电压VCbus情况时的模态等效图。
模态1[t0<t<t1]：如图3，开关管S1关断，开关管S2零电流开通，输入电压Vin小于直流母线电压VCbus，此时整流桥处于断开状态，前级降压Cuk电路不工作，直流母线电容Cbus给后级LLC提供能量。此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通。变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升。
模态2[t1<t<t2]：如图4，开关管S1关断，开关管S2开通，输入电压Vin小于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路不工作，直流母线电容Cbus给后级LLC提供能量。此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds1零电流关断。变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值。
模态3[t2<t<t3]：如图5，开关管S1、S2关断，进入死区时间。此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通。谐振电流一部分给开关管S2的结电容充电；谐振电流一部分给开关管S1的结电容放电，直到开关管S1的结电容两端电压为零。之后，谐振电流全部流过开关管S1的体二极管，为开关管S1的零电压开通做准备。
模态4[t3<t<t4]：如图6，开关管S1零电压导通，开关管S2关断，输入电压Vin小于直流母线电压VCbus，此时整流桥处于断开状态，前级降压Cuk电路不工作，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通。变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升。
模态5[t4<t<t5]：如图7，开关管S1仍然导通。此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds2零电流关断。变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值。
模态6[t5<t<t6]：如图8，开关管S1截止，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通。开关管S1的结电容两端电压等于直流母线电压，二极管D7导通，为开关管S2零电流开通做准备。
图9至图16为图2中输入电压Vin大于直流母线电压VCbus情况时的模态等效图。
模态1a[t0<t<t1]：如图9，开关管S1关断，开关管S2零电流开通，输入电压Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1线性上升，且降压Cuk级电流icuk大于LLC级电流ir，降压Cuk级将输入能量一部分传给后级LLC，一部分对母线电容Cbus进行充电。同时，LLC谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通。变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升。
模态1b[t0<t<t1]：如图10，开关管S1关断，开关管S2开通，输入电压Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1线性上升，且降压Cuk级电流icuk小于LLC级电流ir，母线电容Cbus处于放电状态。同时，LLC谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通。变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升。
模态2[t1<t<t2]：如图11，开关管S1关断，开关管S2开通，输入电压Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1继续线性上升。此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds1零电流关断。变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值。
模态3[t2<t<t3]：如图12，开关管S1、S2关断，进入死区时间。Cuk电感电流iL1、iL2续流。此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通。谐振电流一部分给开关管S2的结电容充电；谐振电流一部分给开关管S1的结电容放电，直到开关管S1的结电容两端电压为零。之后，谐振电流全部流过开关管S1的体二极管，为开关管S1的零电压开通做准备。
模态4[t3<t<t4]：如图13，开关管S1零电压开通，开关管S2关断。Cuk电感电流iL1、iL2继续续流。在此阶段，谐振电感Lr、谐振电容Cr以谐振频率谐振，谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通。变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升。
模态5[t4<t<t5]：如图14，开关管S1仍然导通。Cuk电感电流iL1、iL2续流结束。在此阶段，谐振电感Lr、谐振电容Cr以谐振频率谐振，谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds2导通。变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升。
模态6[t5<t<t6]：如图15，开关管S1仍然导通。此时，谐振电流与励磁电流相等，此时副边二极管Ds2零电流关断。变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，近似为恒定值。
模态7[t6<t<t7]：如图16，开关管S1截止，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，副边二极管Ds1导通。开关管S1的结电容两端电压等于直流母线电压，二极管D7导通，为开关管S2零电流开通做准备。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：包括单相交流输入电源Vin、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4、第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus、输出电容Co、谐振电容Cr、Cuk电感L1、Cuk电感L2、谐振电感Lr、高频变压器T、LED灯负载；所述第一功率二极管D1的阴极与第三功率二极管D3的阴极及Cuk电感L1的一端相连，所述第二功率二极管D2的阴极与单相交流输入电源Vin的一端、第一功率二极管D1的阳极相连接，所述第二功率二极管D2的阳极与高频电容C1的一端、第四功率二极管D4的阳极、第二功率开关管S2的源极及第六功率二极管D6的阳极相连接，所述单相交流输入电源Vin的另一端与第三功率二极管D3的阳极、第四功率二极管D4的阴极相连接，所述Cuk电感L1的另一端与Cuk电感L2的一端、母线电容Cbus的正端、第二功率开关管S1的漏极及谐振电感Lr的一端相连接，所述Cuk电感L2另一端与第五功率二极管D5的阴极、高频电容C1的另一端相连接，所述母线电容Cbus的负端与第七功率二极管D7的阳极、第五功率二极管D5的阳极及第六功率二极管D6的阴极相连接，所述第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2漏极、第七功率二极管D7的阴极及谐振电容Cr的一端相连接，所述谐振电感Lr的另一端与高频变压器T的原边绕组Np的同名端相连接，所述谐振电容Cr的另一端与高频变压器T的原边绕组Np的异名端相连接；所述高频变压器T的副边绕组Ns1的异名端与高频变压器T的副边绕组Ns2的同名端、输出电容Co的负端及LED灯负载的一端相连接，所述高频变压器T的副边绕组Ns1的同名端与第八功率二极管Ds1的阳极相连接，所述高频变压器T的副边绕组Ns2的异名端与第九功率二极管Ds2的阳极相连接，所述第八功率二极管Ds1的阴极与第九功率二极管Ds2的阴极、输出电容Co的正端以及LED灯负载的另一端相连接。
2.根据权利要求1所述的一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：所述Cuk电感L1、Cuk电感L2、第五功率二极管D5、第七功率二极管D7、第二功率开关管S2、高频电容C1、母线电容Cbus构成降压Cuk电路；所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第七功率二极管D7、第六功率二极管D6、输出电容Co、谐振电容Cr、谐振电感Lr、高频变压器T、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2、LED灯负载构成LLC电路；降压Cuk电路能够工作在DCM模式、BCM模式或者CCM模式下，LLC电路工作于ZVS区域。
3.根据权利要求1所述的一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：所述第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4为整流二极管，所述第五功率二极管D5、第六功率二极管D6、第七功率二极管D7、第八功率二极管Ds1、第九功率二极管Ds2为快恢复二极管。
4.根据权利要求1所述的一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2为功率MOSFET管，且采用PFM控制方式。
5.根据权利要求1所述的一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：所述谐振电容Cr、高频电容C1为高频电容；所述母线电容Cbus、输出电容Co为电解电容。
6.根据权利要求1所述的一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：所述谐振电感Lr由漏感构成，或为独立电感。
7.根据权利要求1所述的一种集成降压Cuk和LLC电路的单级LED驱动电路，其特征在于：该电路的工作模态如下：
设降压Cuk电路工作在DCM模式，LLC电路工作在fr1<fs<fr区域，fs为开关管频率；在交流电源工频正负周期内，电路的工作状态是对称的，此处以工频正半周期为例说明，负半周期类似，下述励磁电感Lm为高频变压器等效励磁电感；
(1)当单相交流输入电源Vin小于直流母线电压VCbus情况时：
模态1[t0<t<t1]：开关管S1关断，开关管S2零电流开通，单相交流输入电源Vin小于直流母线电压VCbus，此时整流桥处于断开状态，前级降压Cuk电路不工作，直流母线电容Cbus给后级LLC提供能量；此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第八功率二极管Ds1导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态2[t1<t<t2]：开关管S1关断，开关管S2开通，单相交流输入电源Vin小于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路不工作，直流母线电容Cbus给后级LLC提供能量；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时第八功率二极管Ds1零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，为恒定值；
模态3[t2<t<t3]：开关管S1、S2关断，进入死区时间；此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第九功率二极管Ds2导通；谐振电流一部分给开关管S2的结电容充电；谐振电流一部分给开关管S1的结电容放电，直到开关管S1的结电容两端电压为零；之后，谐振电流全部流过开关管S1的体二极管，为开关管S1的零电压开通做准备；
模态4[t3<t<t4]：开关管S1零电压导通，开关管S2关断，单相交流输入电源Vin小于直流母线电压VCbus，此时整流桥处于断开状态，前级降压Cuk电路不工作，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第九功率二极管Ds2导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态5[t4<t<t5]：开关管S1仍然导通；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时第九功率二极管Ds2零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，为恒定值；
模态6[t5<t<t6]：开关管S1截止，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第八功率二极管Ds1导通；开关管S1的结电容两端电压等于直流母线电压，二极管D7导通，为开关管S2零电流开通做准备；
(2)当单相交流输入电源Vin大于直流母线电压VCbus情况时：
模态1a[t0<t<t1]：开关管S1关断，开关管S2零电流开通，单相交流输入电源Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1线性上升，且降压Cuk级电流icuk大于LLC级电流ir，降压Cuk级将输入能量一部分传给后级LLC，一部分对母线电容Cbus进行充电；同时，LLC谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第八功率二极管Ds1导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态1b[t0<t<t1]：开关管S1关断，开关管S2开通，单相交流输入电源Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1线性上升，且降压Cuk级电流icuk小于LLC级电流ir，母线电容Cbus处于放电状态；同时，LLC谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第八功率二极管Ds1导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态2[t1<t<t2]：开关管S1关断，开关管S2开通，单相交流输入电源Vin大于直流母线电压VCbus，前级降压Cuk电路工作，Cuk电感电流iL1、iL2以斜率(Vin-Vcbus)/L1继续线性上升；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时第八功率二极管Ds1零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，为恒定值；
模态3[t2<t<t3]：开关管S1、S2关断，进入死区时间；Cuk电感电流iL1、iL2续流；此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第九功率二极管Ds2导通；谐振电流一部分给开关管S2的结电容充电；谐振电流一部分给开关管S1的结电容放电，直到开关管S1的结电容两端电压为零；之后，谐振电流全部流过开关管S1的体二极管，为开关管S1的零电压开通做准备；
模态4[t3<t<t4]：开关管S1零电压开通，开关管S2关断；Cuk电感电流iL1、iL2继续续流；在此阶段，谐振电感Lr、谐振电容Cr以谐振频率谐振，谐振电流大于励磁电流，第九功率二极管Ds2导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态5[t4<t<t5]：开关管S1仍然导通；Cuk电感电流iL1、iL2续流结束；在此阶段，谐振电感Lr、谐振电容Cr以谐振频率谐振，谐振电流大于励磁电流，第九功率二极管Ds2导通；变压器原边绕组两端电压被箝位在-nVo，励磁电流以斜率nVo/Lm线性上升；
模态6[t5<t<t6]：开关管S1仍然导通；此时，谐振电流与励磁电流相等，此时第九功率二极管Ds2零电流关断；变压器原边绕组不再被输出电压箝位，励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，此阶段，谐振频率为由于励磁电感很大，所以谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致，为恒定值；
模态7[t6<t<t7]：开关管S1截止，此阶段，谐振频率为谐振电流大于励磁电流，第八功率二极管Ds1导通；开关管S1的结电容两端电压等于直流母线电压，二极管D7导通，为开关管S2零电流开通做准备。
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