CN1286523A - 新型单级功率因数校正交/直变换器 - Google Patents
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Abstract
一种新型单级功率因数校正交/直(AC/DC)变换器属AC/DC变换器,包括输入滤波整流电路、PFC级变换器和DC/DC级变换器。其特点是在正激式、反激式或半桥式变换器上添加了两个变压器T1绕组(N1、N2)通过两个二极管(D1、D2)正向串联后跨接于输入滤波整流电路的输出端,升压电感LB连接于两个二极管D1、D2负端连接点与储能电容CB正端之间。本变换器能提高输入功率因数,使输入电流满足谐波要求,降低储能电容上的电压,从而降低器件的电压应力。
Description
本发明所涉及的是一种新型单级功率因数校正交/直(AC/DC)变换器。
常规的离线式变换器是采用二极管和电容进行输入整流,输入电流具有很高的谐波含量,且功率因数很低(大约为0.6)。由于一些电流谐波标准,如IEC 1000-3-2 Class D的推出,功率因数校正(Power-Factor-Correction,PFC)对于要进入国际市场的电源产品显得越来越重要。
最常见的功率因数(PFC)变换器是两级方案。第一级是PFC级,通常采用Boost变换器,PFC级强迫线电流跟随线电压,使线电流正弦化,提高功率因数,减少谐波含量。PFC级还能对输出直流总线电压进行粗调。后接直/直(DC/DC)变换器,对输出电压进行细调。这种方案的优点是:具有高的功率因数和快速输出电压调节,适合于各种功率应用;它的缺点是:器件多,提高了成本,增加了体积。此外,由于两级处理能量,降低了效率。这些缺点在中小功率应用中,如计算机电源和电子镇流器,具有很大的影响。
在单级PFC变换器中PFC级和DC/DC级共用一个开关管,只有一套控制电路,同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节,两级之间有储能电容来平衡瞬时输入和输出功率之差。由于控制电路只负责调节输出电压,在稳态时,占空比恒定,因此要求PFC级的电流能自动跟随输入电压。虽然单级PFC变换器的输入电流不是很正弦化,功率因数(PF)不如两级方案高,但由于IEC1000-3-2 Class D只对电流的谐波含量有要求,对PF值没有严格的要求,所以我们关心的是电流谐波含量。单级PFC变换器是性能和成本的折衷方案。
单级PFC变换器一般都是在普通的AC/DC隔离变换器上集成升压(Boost)型或升降压(Buck-Boost)型变换器实现输入电流整形,作为PFC级,后级接正激式、反激式或半桥式等拓扑。如果PFC级工作在电路断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM),输出级工作在电流连续工作模式(Continuous Current Mode,CCM),一个主要问题是储能电容上的电压受负载的影响。
本发明的目的在于提供一种能提高输入功率因数,满足谐波要求,降低储能电容上的电压,从而降低器件的电压应力的单级PFC变换器。
为了完成上述目的,本发明的变换器包括输入滤波整流电路、PFC级变换器和DC/DC级变换器。其特点是在普通的正激式、反激式或半桥式变换器上添加了两个变压器T1绕组(N1、N2)通过两个二极管(D1、D2)正向串联后跨接于输入滤波整流电路的输出端,升压电感LB连接于两个二极管D1、D2负端连接点与储能电容CB正端之间,从而构成新型单级功率因数校正AC/DC变换器。
附图1为本新型单级功率因数校正AC/DC变换器的电路结构示意图,以正激式为例。
附图2为本新型电路的主要波形示意图。
附图3~10为各开关模态的等效电路结构示意图。
由附图1可知,包括由电感Lin、电容Cin和四个二极管组成的输入滤波整流电路,PFC级电路和由变压器T1及输出滤波整流电路(由二极管DF、DFW,电感LF和电容CF组成)构成的DC/DC变换器三部分组成。其特点是在普通的正激式、反激式、半桥式变换器上添加了两个变压器T1绕组N1与N2通过两个二极管D1与D2正向串联后跨接于输入滤波整流电路的输出端,升压电感LB连接于两个二极管D1、D2负端连接点与储能电容CB正端之间。该电路可工作在PFC级电流断续模式和输出级电流连续模式(即DCM PFC+CCM DC/DC模式)。变压器T1包含5个绕组,其中NP、NS和NR分别为原、副边绕组和去磁绕组,绕组N1、N2作为开关器件控制输入电流,最好是N1+N2=NP;二极管D1、D2用来防止电流反向;
本发明的具体工作原理和过程如下:
如附图2所示,整个变换器在一个开关周期中有8中开关模态,分别对应于[t0,t1]、[t1,t2]、[t2,t3]、[t3,t4]、[t4,t5]、[t5,t6]、[t6,t7]、[t7,t8](见附图3~10)。下面对各开关模态的工作情况进行具体的分析。
1.如附图3所示。在t0时刻,开关管Q1导通,储能电容CB的电压VB加在变压器T1原边绕组NP上,能量由CB通过T1传到负载。绕组N1上感应的电压为: 电压方向为左负右正,只有当:Vg+VN1-VB>0 (2)才有输入电流。如果不满足(2)式,变换器的工作方式同普通的正激变换器一样。这样,输入电流的导通角θ为: 其中Vg-pk为输入电压的峰值。输入电流通过N1、D1、LB到CB。此时LB上的电流变化率为: 由于N2=Np-N1,(4)式可改写为: 根据安培定律,对于变压器各绕组在TON时有:NpiNP=NSiNS+N2iLB (6)
lNS为副边绕组电流,即原边绕组电流由负载和电感LB的折射电流两部分组成。
2.[t1~t2]:如附图4所示,在t1时刻,Q1关断。在此期间,Q1的输出电容Cds由折射到原边的负载充电到VB,此时负载电流还是从副边绕组NS流过。由于此期间很短,LB的电流基本上不变。
3.[t2~t3]:如附图5所示,在t2时刻,Cds上的电压Vds被负载电流充到VB,此时原边绕组上的电压为零,负载电流转为由续流二极管DFW流过。此时原边绕组电流iNP降到iM,变压器的磁化电感Lm同Q1的输出电容Cds谐振,Vds被充到输入电压Vg。同样,由于此期间很短,LB的电流变化不大。
4.[t3~t3]:如附图6所示,在t3时刻,NP上的反向电压VNP等于输入电压Vg。由于N1+N2=NP,所以N1和N2绕组上的电压之和等于Vg。此时有:
所以电感LB上的电流被分配到N1、N2绕组所在的两个支路。VNP被钳位在Vg,同时变压器T1的磁化能量通过N2、D2、D1、N1反馈到交流输入端。此时电感LB上的电流变化率为:
根据安培定律,对于变压器各绕组在此时有:N1iN1-N2iN2+(N1+N2)iM=O (9)iN1、iN2分别为N1和N2绕组的电流,iM为磁化电流。同时还有:iN1+iN2=iLB (10)由(9)和(10)式可以得出:
一直到t4时刻,电感LB上的电流下降到零,此周期结束。
5.[t4~t5]:如附图7所示,在t4时刻,LB上的电流下降到零,由于磁化能量还没有到零,变压器的磁化电感Lm继续同Cds谐振。到t5时刻,Vds被充到2倍的VB。
6.[t5~t6]:如附图8所示,在t5时刻,去磁绕组的二极管DR导通,剩余的磁化能量通过去磁绕组NR、二极管DR传到储能电容CB。到t6时刻,去磁结束。
7.[t6~t7]:如附图9所示,去磁结束后,Cds开始放电,励磁电流从零开始反向增加。当电容电压Vds降到VB时,此状态结束。
8.[t7~t8]:如附图10所示,此期间Vds被嵌位在VB,变压器的磁化电流被DF和DFW短路保持不变。负载电流通过DFW续流。到t8时刻一个周期结束。
本发明的一个具体实施如下:输入电压为单相180Vac~265Vac,输出直流电压为48V,输出功率为100W。电路具体参数为:Boost电感LB=1OOuH,变压器的原边绕组和去磁绕组的匝数Np=NR=51T,副边绕组NS=24T,辅助绕组N1=21T,辅助绕组N2=30T,开关管SW为IXTH12N90,输出二极管DF/DFW为MUR1620,输出滤波电感LF=700uH,附加二极管D1/D2为DSE112-06A,开关频率fSW=100KHZ。
Claims (1)
1.一种新型单级功率因数校正交/直变换器,包括输入滤波整流电路、功率因数校正级变换器和直/直级变换器,其特征在于:在正激式、反激式、半桥式变换器上添加了两个变压器T1绕组(N1、N2),通过两个二极管(D1、D2)正向串联后跨接于输入滤波整流电路的输出端,升压电感LB连接于两个二极管D1、D2负端连接点与储能电容CB正端之间构成新型单级功率因数校正交/直变换器。
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