CN103516198B - 太阳光发电*** - Google Patents

Abstract

在太阳光发电***中，MPPT效率的提高成为课题。现有的登山法在发生部分遮荫时难以检测出最大电力点。另一方面，在极短时间内检测最大电力点的检测模式在发生部分遮荫时也有效，但如果要减小扼流圈、滤波电容器的值而降低体积和成本，则在短路电流点近旁，控制***振荡而无法检测出正确的最大电力点。另外在检测模式前后向***的输出变动大。在本发明的太阳光发电***中，在检测模式中进行一边使时间比例逐渐增加而一边驱动开关元件的开环控制，并且在时间比例达到预先设定的最大值时结束检测模式，由此防止振动。另外使检测模式的执行与商用***的零交叉同步，从而抑制向***的输出变动。

Description

太阳光发电***

技术领域

本发明涉及一种使用电力变换装置对太阳光板的发电电力进行变换，得到希望的电力的太阳光发电***，特别涉及一种通过控制与太阳光板连接的变换器来检测太阳光板的电力的最大点，使电力变换器（power condition，PCS）在检测出的最大电力点动作的太阳光发电***。

背景技术

太阳光发电***是通过电力变换器将太阳光板发出的电力变换为商用交流，在家庭内消费或反馈到商用***的***。

在图4中，实线是表示太阳光板的输出电压Vpv和输出电流Ipv的特性（以下称为“电压-电流特性”）的图表，虚线是表示太阳光板的输出电压Vpv和输出电力Ppv（以下称为“电压-电力特性”）的图表。

如在此所述那样，电压-电流特性是以下的非线性的特性，即在输出电压Vpv为0时输出电流Ipv为短路电流Isc，在输出电压Vpv为开路电压Voc时输出电流Ipv为0。另外，电压-电力特性具有在输出电压Vpv为Vpmax时输出电力Ppv为最大电力点Pmax的特性，将最大电力点Pmax时的输出电流Ipv设为Ipmax。

在此说明的电压-电流特性、电压-电力特性根据日照条件、温度条件而变化，因此，为了从太阳光板有效地取得电力，需要始终探索该最大电力点Pmax，控制与太阳光板连接的电力变换器，进行跟踪控制以使太阳光板的动作点成为最大电力点。

作为最大电力跟踪控制法的一般公知的方法，有登山法。该登山法是以下的方法，即细微地变更电力变换器的输入电压指令值，与之对应地判定太阳光板的发电电力增加还是减少。然后，依照该判定结果决定使下一个电压指令值细微增加变更还是细微减少变更的变更方向，重复进行指令值的细微变更。

或者有专利文献1所示的扫描法。该方法具有将电感器和开关元件与太阳光板的2个端子串联连接的电力变换电路，在检测最大电力点时，在使开关元件动作成为第一逻辑状态、即所谓的打开状态，使太阳光板的输出端子之间成为开路状态，并且使开关元件从该开路状态动作成为第二逻辑状态、即所谓的闭合状态，使太阳光板的输出端子之间成为短路状态的过程中检测电压和电流，检测作为它们的乘积即电力成为最大的点。在检测最大电力时，最初将电力变换电路的输入电流的电流指令值Iref0设为0，暂时将太阳光板的电压设为开路电压Voc。然后使电力变换电路的输入电压的指令值Vref0变化为用下式表示的值。

Vref0＝Voc-(Voc/to)·t …(式1)

Vref0依照公式在时间to之间从Voc开始线性降低。表示出在电力变换电路中，利用PI控制进行反馈控制以使电力变换电路的输入电压即太阳光板电压成为Vref0，来驱动开关元件。

该方法能够检测出太阳光板的全部区域中的电流-电压特性，在由于部分遮荫而产生了双峰特性的情况下，也能够确实地检测出最大电力点而进行移动。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：WO2012/025593A1

发明内容

发明要解决的问题

上述登山法在日照急剧变化的情况下响应性有可能变慢。另外，有可能无法应对在太阳光板发生部分遮荫的情况下产生的双峰特性。

另外，专利文献1所示的扫描法在检测最大电力点时通过基于PI控制的反馈控制来使太阳光板的电压即输入电压指令值变化。太阳光板在短路电流点近旁具有电压变化相对于电流变化（dV/di）大的特性，因此如果要减小扼流圈的值来降低体积和成本，则在短路电流点近旁，太阳光板的电压会因扼流圈脉动电流而有很大变动，有可能造成输入电压控制***振荡而无法检测出正确的最大电力点。

另外，在扫描法中，在检测最大电力点时将Iref0设为0，由此移动到太阳光板的开路电压Voc点，来自电力变换电路的输出电力成为0。接着，随着改变Vref0，输出电力从0开始经过最大电力后再次减少，在Vref0成为0时电流成为短路电流Isc，输出电力成为0。在这样从***联系逆变器侧看时，在检测最大电力时输出电压有很大变化，因此***的电压变动等有可能对***产生不良影响。

本发明的目的在于，提高太阳光发电***的最大电力点跟踪方式的响应性。另外，即使在太阳光板产生部分遮荫的情况下，也正确地求出最大电力点。另外，尽量减小电力变换电路的扼流圈、输入滤波电容的电容来降低体积和成本。另外，抑制***联系逆变器的急剧输出变动而谋求***的稳定。

解决问题的技术方案

为了解决上述问题，在权利要求1的太阳光发电***中，具备：太阳光板；电力检测单元，其检测该太阳光板的输出电力；电力变换单元，其输出通过开关元件的开关动作对上述太阳光板的输出电压进行变换后的电压的电力；控制单元，其输入上述电力检测单元的输出，并且控制上述开关元件，上述控制单元使驱动上述开关元件的时间比例在0%和预定的上限值之间变化，在该过程中检测上述太阳光板的最大电力点。

发明效果

根据本发明，能够提高太阳光发电***的最大电力点跟踪方式的响应性。另外，即使在太阳光板产生部分遮荫的情况下，也能够正确地求出最大电力点。另外，能够尽量减小电力变换电路的扼流圈、输入滤波电容的电容来降低体积和成本。另外，能够抑制***联系逆变器的急剧输出变动来谋求***的稳定。

附图说明

图1是表示实施例1的电路结构的图。

图2是表示实施例1的输入滤波器的电路结构的图。

图3是表示实施例1的动作的各部波形。

图4是表示太阳光板的特性的图。

图5是表示电力变换器的PN电压和占空比最大值Dmax之间的关系的图。

图6是实施例1的检测模式下的各部的波形。

图7是实施例2的检测模式下的各部的波形。

图8是实施例3的各部的波形。

具体实施方式

使用图1～图8说明本发明的太阳光发电***的实施例。

[实施例1]

使用图1～图6说明实施例1的太阳光发电***。

图1是表示本实施例的太阳光发电***的电路结构。在图1中，1是太阳光板，2是电力变换器，3是商用***，在电力变换器2的内部，具有输入滤波器4、DC-DC变换器7、***联系逆变器12、控制电路14。在DC-DC变换器7中，8是电感值为200～800μH左右的扼流圈，9是功率MOSFET，10是升压二极管，11是电容器，13是电流传感器，15a、15b是分压电阻，24是驱动器。另外，在控制电路14中，16是时间比例产生器，17是模式切换器，18a、18b是减法器，19a、19b是PI控制模块，20是乘法器，21a、21b是AD变换器，22是PWM电路，23是最大值判定电路，25是输入电压指令值（Vref）。

如图1所示，太阳光板1的两端与电力变换器2的内部的输入滤波器4的输入侧端子连接，输入滤波器4的输出侧端子与DC-DC变换器7的输入侧端子连接，DC-DC变换器7的输出侧端子与***联系逆变器12的输入侧端子连接。***联系逆变器12的输出侧端子与电力变换器2的外部的商用***3连接。

在此，详细说明DC-DC变换器7的内部。扼流圈8的输入侧端子与输入滤波器4的正极的输出侧端子连接，扼流圈8的输出侧端子与功率MOSFET9的漏极连接。另外，将输入滤波器4的负极的输出侧端子和功率MOSFET9的源极连接。并且，在DC-DC变换器7的内部，在输入滤波器4的输出侧端子的两端上连接有分压电阻15a、15b的串联体。在功率MOSFET9的漏极上连接有升压二极管10的阳极。在升压二极管10的阴极和功率MOSFET9的源极之间连接有电容器11。电容器11的两端与位于DC-DC变换器7外部的***联系逆变器12连接。

接着，详细说明控制电路14的内部。AD变换器21a与DC-DC变换器7内部的分压电阻15a、15b的中点连接，AD变换器21b与DC-DC变换器7内部的电流传感器13连接。AD变换器21a的输出是具有Vin的名称的数字量，AD变换器21b的输出是具有IL的名称的数字量。IL和Vin被输入到乘法器20，把输出作为Ppv输入到最大值判定电路23。另外，Vin还被输入到最大值判定电路23、减法器81a的正侧端子。最大值判定电路23的输出为输入电压指令值25（Vref），被输入到减法器18a的负侧端子。减法器18a的输出被输入到PI控制模块19a。PI控制模块19a的输出被输入到减法器18b的正侧端子。另外，IL被输入到减法器18b的负侧端子。减法器18b的输出被输入到PI控制模块19b。PI控制模块19b的输出与模式切换器17的稳定模式侧连接。在模式切换器17的检测模式侧连接有时间比例产生器16。模式切换器17的输出被输入到PWM电路22。在此，模式切换器17的输出是使功率MOSFET9进行开关时的时间比例，以下记载为占空比（duty）。PWM电路22的输出被输入到DC-DC变换器7的内部的驱动器24。驱动器24的输出与功率MOSFET9的栅极连接。

图2是表示图1的输入滤波器4内部的一个例子的图。在图2中，5a、5b是普通模式扼流圈，6a、6b、6c、6d、6e、6f是滤波电容器。滤波电容器中的6a、6e的电容量是5～10μF左右，示例了8μF的滤波电容器6a、6e、10000pF的滤波电容器6b、6c、6d、6f。在图2中，在输入滤波器4的输入侧端子的两端连接有滤波电容器6a，在滤波电容器6a的两端连接有普通模式扼流圈5a的输入侧端子。普通模式扼流圈5a的输出侧端子与滤波电容器6b和6c的串联体连接。滤波电容器6b和6c的中点与机壳接地连接。在滤波电容器6b和6c的串联体的两端连接滤波电容器6d的两端。滤波电容器6d的两端连接有普通模式扼流圈5b的输入侧端子。在普通模式扼流圈5b的输出侧端子之间连接有滤波电容器6e。另外，滤波电容器6e的两个端子成为变换器侧端子，被引出到输入滤波器4的外部。在此，滤波电容器6a和6e的8μF是主要为了去除开关频率20～40kHz的开关脉动而使用的电容器，理想的是使用电容量比较大并且频率特性优良的滤波电容器。另一方面，为了除去伴随着开关而产生的100kHz以上的噪声成分而使用滤波电容器6b、6c、6d、6f，理想的是使用频率特性比滤波电容器更优良的陶瓷电容器。

接着，使用图3说明实施例1的电路动作。图3将横轴设为时间，是表示图1的电路各部的动作波形的图，图3（a）是表示DC-DC变换器7是稳定模式还是检测模式的“DC-DC变换器7动作状态”，图3（b）是表示对时间比例产生器16的时间比例即占空比（duty）进行百分比表示所得的波形的“占空比”，图3（c）是表示太阳光板1的电流波形的“Ipv”，图3（d）是表示太阳光板1的两端的电压波形的“Vpv”，图3（e）是表示从DC-DC变换器7输出到***联系逆变器12的电力的波形的“DC-DC变换器7输出电力”。在此，检测模式是指检测太阳光板1的最大电力点的模式，稳定模式是指使电力变换器2动作以便成为通过检测模式得到的最大电力点的电流的模式。

接着，图4是如上述那样表示太阳光板1的电流-电压特性、电流-电力特性的图表，表示在检测模式中使用的电压Vpv的范围（Vpvmin～Voc）。

接着，图5是表示时间比例产生器16所输出的时间比例即占空比的最大值Dmax和电容器11（Cpn）的电压即PN电压（Vpn）之间的关系的图表。参数是检测模式下的太阳光板电压Vpv的最低值Vpvmin，表示30V、50V、70V的3个例子。

接着，图6是作为本实施例的具体例子而表示检测模式下的占空比、发电电力、Ipv、Vpv各自的时间变化的图表。

接着，说明本实施例的电力变换器2的动作。首先说明稳定模式。在稳定模式下，图1的模式切换器17与稳定模式侧连接。这时，DC-DC变换器7对功率MOSFET9进行PWM控制，以使输入电压Vin与输入电压指令值25（Vref）一致。另外，输入电压指令值25（Vref）是事先求出的值，在后面说明其求取方法。

在DC-DC变换器7中，通过分压电阻15a、15b检测输入电压Vin，通过AD变换器21a变换为数字量。另外，通过电流传感器13检测流过扼流圈8（L）的电流。流过扼流圈8（L）的电流IL由于后述的功率MOSFET9的开关动作而脉动，因此将通过电流传感器13检测出的电流IL经过AD变换器21b取入到控制电路14中被识别为平均值。作为从脉动的电流IL取得平均值的方法，是在电流传感器13的内部设置使功率MOSFET9（S1）的开关频率成分衰减的一次延迟滤波器的方法、使AD变换器21b的取入定时与PWM周期同步来始终对脉动的中心值进行采样的方法等，只要能够从脉动的电流IL取得平均值，则可以使用任意的方法。以下，将求出的电流平均值记载为IL。

从AD变换器21a输出的Vin通过减法器18a与输入电压指令值25（Vref）进行比较，它们的电压误差被输入到PI控制模块19a，进行比例积分运算。该PI控制模块19a的输出信号是电流目标值Iref。接着，在减法器18b中从电流目标值Iref中减去IL。该电流误差被输入到PI控制模块19b，进行比例积分运算。该PI控制模块19b的输出是时间比例即占空比，该占空比经由模式切换器17被输入到PWM电路22，生成PWM脉冲。该PWM脉冲经由驱动器24被输入到功率MOSFET9（S1）的栅极，驱动功率MOSFET9（S1）。功率MOSFET9（S1）通过开关动作重复接通/断开。其开关频率大致是20～100kHz。在功率MOSFET9（S1）接通时，形成太阳光板1-输入滤波器4-扼流圈8（L）-功率MOSFET9（S1）-输入滤波器4-太阳光板1的闭合回路，从太阳光板1向扼流圈8（L）流过电流。接着，在功率MOSFET9（S1）断开时，形成太阳光板1-输入滤波器4-扼流圈8（L）-升压二极管10（D1）-电容器11（Cpn）-输入滤波器4-太阳光板1的回路，积蓄在扼流圈8（L）的励磁能量被释放到电容器11（Cpn）。

在输入电压Vin比电压指令值Vref高的情况下，即电压误差为正的情况下，进行动作以使功率MOSFET9的驱动信号的接通幅度增大，使积蓄在扼流圈8（L）中的励磁能量增加，使输入电流增加。相反，在输入电压Vin比电压指令值Vref低的情况下，即电压误差为负的情况下，进行动作使得功率MOSFET9的驱动信号的接通幅度缩小，使积蓄在扼流圈8（L）中的励磁能量减小，使输入电流减小。通过重复进行该动作，进行控制以使电压误差为0。另外，在功率MOSFET9（S1）接通时，在扼流圈8（L）中积蓄了励磁能量时，IL增加，在功率MOSFET9（S1）为断开时，积蓄在扼流圈8（L）中的励磁能量被释放到电容器11（Cpn），IL减少。在此，并不限于使电压误差为0的控制，也可以控制为接近0的值。

另一方面，通过AD变换器21a、21b变换为数字量的Vin和IL（平均值）被输入到乘法器20，计算当前时刻的瞬时电力Ppv。Ppv和Vin被输入到最大值判定电路23，在最大值判定电路23中，通过使用了登山法的算法来探索最大电力点，依次使输入电压指令值25（Vref）微小地变化。该登山法算法分别将上次的采样值即Ppv（z-1）、Vin（z-1）、本次采样的Ppv、Vin进行比较，根据它们的大小关系，判定下次使输入电压指令值25（Vref）微小变化的方向。通过该算法，在图4所示那样的特性的太阳光板1中，能够使Vref变化使得在电力为最大（Pmax）的点（Vpmax、Ipmax）进行动作。

这时，通过使用图2所示的输入滤波器4，主要因功率MOSFET9（S1）的开关造成的IL的脉动成分衰减。另一方面，关于电压，输入到输入滤波器4的太阳光板1的电压Vpv和输入滤波器4的输出电压Vin的DC成分大致相等，在Vin中包含伴随着开关而产生的高频成分。

结果，从太阳光板1向DC-DC变换器7流入Ipv以及Vpv的直流电力，从DC-DC变换器7向***联系逆变器12输出减去了DC-DC变换器7的损失后的电力。在***联系逆变器12中，将从DC-DC变换器7输入的直流电力变换为与商用***3的电压相位同步的正弦波电流来输出到商用***3。

接着，说明检测模式。一般，太阳光板1的电压-电流特性如图4所示，具有以下的特性，即在短路电流点（0，Isc）的近旁，相对于电流的变化电压的变化（dV/di）非常大。另一方面，在DC-DC变换器7中，对功率MOSFET9进行PWM控制，进行使流过扼流圈8的电流以20～100kHz左右的频率增减的开关动作，因此在短路电流点（0，Isc）的近旁，由于该扼流圈8的脉动电流的影响，太阳光板1的电压有很大变动，DC-DC变换器7的Vin有可能振动。这时，如果进行反馈控制使得Vin与指令值一致，则有可能相位摆动而Vin振荡。如果Vin振荡，则无法掌握太阳光板1的正确的电压-电流特性、进而无法掌握最大电力点，造成电力变换器2的MPPT效率降低。

如果要通过现有的扫描法来防止振荡，则必须将扼流圈8的值设定为1mH以上来抑制脉动电流，由此来抑制振荡。或者，可以将输入滤波器4内的电容器的电容设为500～2000μF左右，来抑制脉动电流。但是，这些现有的对策方法都会增加扼流圈8、输入滤波器4的体积、成本，因此从电力变换器2的小型化、低成本化的观点出发存在问题。

因此，在本实施例中，提出了以下的方法：在通过以下的2个手段，将扼流圈8的电感值抑制为100～800μH左右，并且将输入滤波器4内的电容器电容量抑制为5～30μF的同时，防止检测模式下的振荡。

在本实施例中，采取以下的方法，即在检测模式下不使用反馈控制，而通过开环控制，依次改变用于使功率MOSFET9接通/断开的时间比例即占空比。由此，例如即使Vin产生振动，由于检测该Vin而不改变占空比，所以不会产生振荡。

另外，在本实施例中，在检测模式下预先确定Dmax，使占空比在从0到Dmax之间线性地变化（单调增加或单调减少）。如果占空比成为Dmax，则在图4中，太阳光板1的动作点成为（Vpvmin，Ipvmin）。在（Vpvmin，Ipvmax）和短路电流点（0，Isc）之间，由于扼流圈8的脉动电流，Vin容易振动，因此通过不对该区间进行特性检测，能够避免振动的产生。

在本实施例中，反映上述思想如下这样动作。即，在稳定模式下，当经过一定时间时转移到检测模式。通过将图1中的模式切换器17切换到检测模式侧，来开始检测模式。根据图1可知，在检测模式下，不使用在稳定模式下使用的反馈控制***，变化为根据从时间比例产生器16产生的占空比驱动功率MOSFET9的开环的控制***。

这时，将时间比例产生器16的初始值设定为0。因此，如果将模式切换器17切换到检测模式，则占空比从此前的稳定模式时的时间比例变化为0。这时，太阳光板1的动作点在图4中移动到（Voc，0）的坐标。另外，随着占空比逐渐增加，功率MOSFET9的接通幅度逐渐增加，IL增加。在图4中，表示动作点从（Voc，0）的点经由（Vpmax，Ipmax）向（Vpvmin，Ipvmax）的方向变化。

检测模式的波形如图3那样。如果如图3（b）所示那样，占空比从0开始线性地上升，则如图3（c）、（d）那样，Ipv增加，Vpv降低。这时，DC-DC变换器7的输出电力成为图3（e）所示那样的波形，具有电力通过最大电力点Pmax后逐渐降低的特性。如从图3（b）了解的那样，在本实施例中，占空比线性地上升到预先确定的最大值Dmax。根据PN电压Vpn和检测模式下的电压最低值Vpvmin，将Dmax设定为由下式决定的值。

Dmax＝(Vpn-Vpvmin)/Vpn …(式2）

图5是表示将Vpn设为300～420V、将Vpvmin设为30V、50V、70V的情况下的Dmax的图表。为了避免产生振动，如果是额定250～350V左右的太阳光板1，则将Vpvmin大致确定为50V左右即可。为了向普通***侧输出AC200V，PN电压Vpn最低必须为320V左右。因为Vpn越是增加电力变换器2的变换效率越是降低，所以一般设定为340V左右。在将太阳光板1的电压最低值Vpvmin设定为50V、将VPN设定为340V的情况下，Dmax大约为85%。另外，在此，说明Dmax大约为85%的例子，但通过在80%～90%的范围中设定Dmax，能够得到与后述同样的效果。

在检测模式下，成为开环控制，但时间比例即占空比被输入到PWM电路22，生成PWM脉冲。该PWM脉冲被输入到功率MOSFET9（S1）的栅极，驱动功率MOSFET9（S1）。如果功率MOSFET9（S1）接通，则在扼流圈8（L）中积蓄励磁能量，并且IL增加，如果功率MOSFET9（S1）断开，则积蓄在扼流圈8（L）中的励磁能量被释放到电容器11（Cpn），IL减少。随着占空比增加，功率MOSFET9的接通时间增加，IL增加。Ipv随着IL的增加而依照图4所示的实线的特性从（Voc，0）向（Vpvmin，Ipvmax）变化。这时，每次通过AD变换器21a和21b对IL和Vin进行采样。采样周期ts是25～100μs左右。通过检测它们并通过乘法器20计算Ppv，在最大值判定电路23中能够作为（Ppv，Vin）的组合来掌握Ppv和此时的Vin。在最大值判定电路23中，在顺序地输入的（Ppv，Vin）的组合中在Ppv比此前的都大的情况下，将Ppv设为最大电力点Pmax，将此时的Vin存储为VinM。

随着占空比的增加，电压Vpv从Voc开始逐渐降低，在Dmax时到达Vpvmin。在该期间，通过作为最大电力点的Pmax的动作点，因此在检测模式的结束时刻即占空比=Dmax的时刻，在最大值判定电路23中存储有（Pmax，VinM）=（Pmax，Vpmax）。

因此，在下一个稳定模式中，作为Vref从最大值判定电路23输出Vpmax。在稳定模式下，如上述那样，模式切换器17再次与稳定侧连接，进行反馈控制使得Vin与Vref一致。对于Vref，在检测模式下求出的Vpmax成为稳定模式下的初始值，根据上述的登山法，一边探索其他的最大电力点一边动作。

另外，对于稳定模式的时间，如果将其设为T，则与检测模式的时间ts相比为充分长的时间。例如，检测模式的时间ts是1～数十ms的等级，稳定模式的时间T是数分钟～数十分钟的等级。

另外，这时使用的扼流圈8的电感值大致是100～800H之间的值，能够安装在印刷基板上。

接着，进行图6的说明。图6是设想了以下的情况的模拟结果，即串联6个额定190W的太阳光板1，且并联3个额定190W的太阳光板1，与电力变换器2连接，该太阳光板1具有Voc=45.2V、Isc=5.62A、Vpmax=36.6V、Ipmax=5.20A的特性，另外，Vpn=340V、Vpvmin=50V、Dmax=85.3%，检测模式的时间是约100ms。占空比从检测模式开始点（时间0）开始线性地上升。在时间为20ms时，占空比达到20%，但Voc是271.2V（=45.2×6直），因此

Vpv=Vpn(1-Duty) …(式3)

因此，如果占空比不为20.2%以上，则Vpv保持为开路电压。如果时间为20ms以上，占空比成为20.2%以上，则Vpv缓缓线性地降低，另一方面，电流Ipv急剧地增加。与此相伴，电力Ppv与电流同样地增加，在占空比为35%时，成为约3420W的最大值。如果占空比为35%以上，则电流的增加减小，电压线性地降低，因此，电力大致线性地降低。如果占空比成为Dmax的85.3%，则占空比变得固定，电压Vpv为50V。

在本实施例中，检测模式时的di/dt不依存于扼流圈8的电感值，而依存于所设定的占空比的增加率，因此能够自由地选定扼流圈的电感值，能够实现小型轻量并且低成本的太阳光发电***。

这样，在本实施例中，在每个预定时间检测太阳光板的最大电力点，能够使电力变换器2在检测出的最大电力点动作。

在本实施例中，如图3所示，在检测模式下，太阳光板1的电力也从DC-DC变换器7输出而经过***联系逆变器12输出到商用***3侧。因此，即使为了提高检测精度而减小di/dt，即减缓电流变化的增加率而在检测模式中花费时间，也能够将来自太阳光板的电力的损失抑制为最小限。

另外，在本实施例中，当然可以对功率MOSFET9使用超级结型的功率MOSFET9，但也可以置换为IGBT、SiC-MOSFET等其他开关元件。对升压二极管10应用SiC器件也是有效的。DC-DC变换器7的结构理想的是图1所示的升压型变换器，但也可以是其他的非绝缘型变换器、绝缘型变换器。另外，输入滤波器4只要是具有同样的功能即防止开关成分的电流流到太阳光板侧，并且降低普通模式噪声的作用的电路结构，则也可以是其他的结构。

另外，控制电路14也可以由具有同样的功能的模拟电路构成。PWM电路22是进行脉冲宽度调制控制的电路，但也可以用脉冲频率调制控制（PFM）、脉冲密度调制控制（PDM）等置换它。进而，PI控制模块19a、19b是进行比例积分控制的模块，但也可以如上述那样由运算放大器等模拟电路构成，还可以置换为PID（比例积分延迟）控制等。

另外，在本实施例中，将时间比例产生器16的初始值设为0，但并不限于此。这是因为将时间比例产生器16的初始值设为0还具有在检测最大电力点时的采样中没有遗漏的意义。因此，时间比例产生器16的初始值并不限于0，也可以是接近0的值。

另外，也可以在从稳定模式转移到检测模式时，使时间比例产生器16的值逐渐降低，或者将时间比例产生器16的值变更为0、或接近0的值。通过使时间比例产生器16的值逐渐降低，能够防止太阳光板1和电力变换器2之间的电缆的寄生电感所造成的电压尖峰。

另外，使占空比从0或接近0的值开始逐渐上升的定时既可以是检测出占空比成为0或接近0的值的情况时，也可以是经过了一定时间时，还可以是计数了一定的开关次数时。

另外，在本实施例中，在最大值判定电路23中，在依次输入的（Ppv，Vin）的组中Ppv比此前大的情况下，将Ppv设为最大电力点Pmax，将此时的Vin存储为VinM，但并不限于此。只要了解最大电力点Pmax即可，因此也可以将依次输入的（Ppv，Vin）的组合全部存储在最大值判定电路23中，在存储的数据中将最大的Ppv作为最大电力点Pmax。在该情况下，将最大电力点Pmax时的Vin作为VinM，此后的稳定模式如上述的动作那样，输出Vpmax来作为VinM。

另外，在本实施例中，经过一定时间后从稳定模式转移到检测模式，但并不限于此。也可以设定从稳定模式转移到检测模式的定时，还可以在开关次数等预定条件下进行转移。

另外，在本实施例中，经过一定时间后从检测模式转移到稳定模式，但并不限于此。从检测模式向稳定模式的转移可以在检测模式结束的阶段或检测出最大电力点的阶段进行，也可以在开关次数等预定条件下进行转移。

另外，在本实施例中，在时间比例产生器16中决定占空比、Dmax，但并不限于此。

另外，在本实施例中，使占空比的增加从0开始，但并不限于此，由于在从稳定模式切换到检测模式的时刻占空比成为0求出Voc，所以也可以使通过下式求出的占空比、即在图6中使占空比阶段地从0增加到21%，然后使占空比线性地上升。

Duty=(Vpn-Voc)/Vpn …(式4)

[实施例2]

接着，使用图1和图7说明本发明的实施例2。另外，与实施例1共通的点省略说明。

图7是作为本实施例的具体例子记载了检测模式下的占空比、发电电力、Ipv、Vpv各自的时间变化的图表。

图7也与图6同样地，是设想了以下的情况的模拟结果，即串联6个额定190W的太阳光板1，且并联3个额定190W的太阳光板1，与电力变换器2连接，该太阳光板1具有Voc=45.2V、Isc=5.62A、Vpmax=36.6V、Ipmax=5.20A的特性，另外，Vpn=340V、Vpvmin=50V、Dmax=85.3%，检测模式的时间是约100ms。

图7与图6的不同点在于，在图6中使占空比的变化为线性，与此相对，在图7中设为一次延迟。具体地说，在图1的时间比例产生器16中，将占空比的变化确定为下式。

Duty=l-exp(-t/τ) …(式5)

另外τ是一次延迟时间常数，在本实施例中设为50ms。

在本实施例中，以下的关系成立，

Vpv=Vpn(1-Duty) …（式6）

因此在占空比不超过20%的11ms以前，Vpv保持为开路电压Voc，但此后电压Vpv急速下降，电流Ipv急剧上升。其结果是电力Ppv在约22ms的时刻成为最大值的约3420W，然后具有缓缓降低的倾向。与图6相比，可知在图7中电压变化的开始早，到达最大电力的时间短，从最大电力点到Dmax点的时间长。

根据本实施例，在检测模式下与线性地进行占空比的变化相比通过一次延迟函数使占空比变化，由此能够以更早的时间检测出最大电力点。另外，如果Vpv降低，则在太阳光板1的特性上，Vpv的变化相对于Ipv的变化大，有可能由于DC-DC变换器7的脉动电流而产生振动，但在本实施例中，在该区域中抑制了占空比的变化率。

另外，也可以在监视电力从最大电力点降低的同时，例如在从最大电力到达1/3以下的电力的阶段中断检测模式而转移到稳定模式。

[实施例3]

接着，使用图1和图8说明本发明的实施例3。另外，与实施例1共通的点省略说明。

图8是作为本实施例的具体例子记载了检测模式下的占空比、发电电力、Ipv、Vpv各自的时间变化的图表、记载了***电压、***联系逆变器12的输出电流的波形的图。

图8也与图6同样地，是设想了以下的情况的模拟结果，即串联6个额定190W的太阳光板1，且并联3个额定190W的太阳光板1，与电力变换器2连接，该太阳光板1具有Voc=45.2V、Isc=5.62A、Vpmax=36.6V、Ipmax=5.20A的特性，另外，Vpn=340V、Vpvmin=50V、Dmax=85.3%。

在本实施例中，与其他实施例不同的特征在于，通过对占空比的变化采取措施，以使检测模式下的Ppv的时间变化为正弦半波状；使检测模式的定时与***电压相位同步。

在本实施例中应该解决的问题是在检测模式下消除与稳定模式不同地向***侧输出的电力的变动大的问题点。

在图8中，***电压为AC200V/50Hz。占空比的变化在检测模式开始点约为21%。该占空比通过在前不久从稳定模式转移到检测模式时测量开路电压Voc，根据该开路电压Voc和Vpn，通过下式来求出。

Duty=(Vpn-Voc)/Vpn …(式7)

占空比如图示那样悬垂线状地增加，按照2.5ms时27%、5ms时36%、7.5ms时49%、10ms时85%地变化。由此，在太阳光板1能够进行额定输出的状态的情况下，Ppv成为在10ms时取得最大电力点的接近正弦半波的形状。

另一方面，在本实施例中，提出了将检测模式设为10ms期间，使检测模式的开始点和结束点大致与***电压的零交叉点同步。由此，在向***的电力供给成为0的零交叉点发电电力Ppv最低，相反在向***的电力供给最大的相位90度（5ms时）Ppv最大。其结果是在图1所示的电容器11（Cpn）中，与在其他模式下进行检测的情况相比，能够将从太阳光板1侧流入的电力和向***联系逆变器12输出的电力之间的差异抑制得小。结果，在检测模式的前后，能够抑制从电力变换器2向商用***3输出的电力的变动。

符号说明

1：太阳光板；2：电力变换器；3：商用***；4：输入滤波器；5a、5b：普通模式扼流圈；6a、6b、6c、6d、6e、6f：滤波电容器；7：DC-DC变换器；8：扼流圈；9：功率MOSFET；10：升压二极管；11：电容器；12：***联系逆变器；13：电流传感器；14：控制电路；15a、15b：分压电阻；16：时间比例产生器；17：模式切换器；18a、18b：减法器；19a、19b：PI控制模块；20：乘法器；21a、21b：AD变换器；22：PWM电路；23：最大值判定电路；24：驱动器；25：输入电压指令值。

Claims (5)

1.一种太阳光发电***，其具备：

太阳光板；

电力检测单元，其检测该太阳光板的输出电力；

电力变换单元，其输出通过开关元件的开关动作对上述太阳光板的输出电压进行变换后的电压的电力；

控制单元，其输入上述电力检测单元的输出，并且控制上述开关元件，

该太阳光发电***的特征在于，

上述控制单元开环地控制上述开关元件，并且使驱动上述开关元件的时间比例在0％和预定的上限值之间变化，

在该过程中检测上述太阳光板的最大电力点。

2.根据权利要求1所述的太阳光发电***，其特征在于，

上述预定的上限值是80％～90％。

3.根据权利要求1或2所述的太阳光发电***，其特征在于，

在使驱动上述开关元件的时间比例变化的过程中，使该时间比例从0％单调增加到上述预定的上限值。

4.根据权利要求1或2所述的太阳光发电***，其特征在于，

在使驱动上述开关元件的时间比例变化的过程中，使该时间比例从上述预定的上限值单调减少到0％。

5.一种太阳光发电***，其具备：

太阳光板；

电力检测单元，其检测该太阳光板的输出电力；

电力变换单元，其输出通过开关元件的开关动作对上述太阳光板的输出电压进行变换后的电压的电力；

控制单元，其输入上述电力检测单元的输出，并且控制上述开关元件，

该太阳光发电***的特征在于，

上述控制单元开环地控制上述开关元件，并且使驱动上述开关元件的时间比例在0％和预定的上限值之间变化，

在该过程中检测上述太阳光板的最大电力点，并且与***电压的零交叉同步地在***电压的半周期期间进行上述检测。