CN102201754A

CN102201754A - 多电平逆变器的拓扑及恒频电压滞环控制

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Publication number: CN102201754A
Application number: CN2011101055864A
Authority: CN
Inventors: 刘闯
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2011-04-26
Filing date: 2011-04-26
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2031-04-26
Also published as: CN102201754B

Abstract

一种开关频率恒定、基于串联谐振软开关的多电平逆变器拓扑及电压滞环控制，包括：多电平逆变器的拓扑和电压滞环控制，其中，多电平逆变器分为单向多电平逆变器和双向多电平逆变器，单向多电平逆变器在一侧增加开关器件，同一状态不同的谐振电流方向采取“互补”的导通方式，双向多电平逆变器在两侧增加开关器件，易于控制；电压滞环控制分为直接电压滞环控制和间接电压滞环控制，直接电压滞环控制以输出电压为比较对象；间接滞环控制以调节器的输出为比较对象。基于多电平逆变器的电压滞环控制可实现输出电压的快速、稳定控制，可用于高频的DC/DC变换器。

Description

多电平逆变器的拓扑及恒频电压滞环控制

技术领域

本发明涉及一种DC/DC变换器中的多电平逆变器的拓扑及控制方法，具体是一种开关频率保持恒定、基于串联谐振软开关的多电平逆变器拓扑及电压滞环控制。

背景技术

近年来，随着新一代功率器件(如IGBT、MOSFET等)的广泛应用，微处理器的速度进一步提高，高频逆变技术也越来越成熟，为研制一种新型的、高性能的DC/DC变换器创造了条件。

高频化可以使得电力电子装置小型化、轻量化，但同时开关损耗也会随之增加，电能效率严重下降，电磁干扰增大，所以简单的提高开关频率是不行的。对于普通的DC/DC变换器，采用脉冲宽度调制技术(PWM)，开关器件工作于硬开关状态，电磁干扰较大，开关器件损耗和损坏几率较大，不利于进一步提高开关频率，同时也影响了稳定性和效率。针对这些问题，利用谐振为主的辅助换流手段，提出了软开关技术，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高。

电压滞环控制是将输出电压维持在以参考电压为中心的滞环宽度内，与其他控制方法相比，由于无需复杂且跟随慢的反馈环，在开关周期内，瞬态变化发生时即刻响应负载变化，不存在控制信号对采样信号的明显滞后现象，瞬态响应时间仅与滞环比较器和驱动电路的延迟有关。

电压滞环控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到开关器件所允许的开关频率的制约。当环宽较大时，可降低开关频率，但输出电压波动较大，谐波分量高；环宽太小时，输出电压波形虽然较好，却使开关频率增大，这是一对矛盾的因素。确定环宽时，应在充分利用开关器件频率的前提下，选择尽可能小的环宽。

经对现有的技术文献检索发现，周俊杰、魏艳君、侯士江《交错并联同步Buck转换器的电压滞环控制研究》(电力电子技术，2008年第42卷第6期，p78-80)基于交错技术，提出了一种新型电压滞环控制方法。该电压滞环控制与交错技术结合，具有电路简单、无需反馈环路补偿、负载瞬态响应以及不限制开关导通时间等优点。但是这种控制方式的开关频率不固定，跟踪输出电压时，若负载变化，开关频率会随之变化，且开关器件导通的占空比难以预料，高频时对开关器件的驱动难以实现。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术中的不足，提出一种基于串联谐振软开关的多电平逆变器的电压滞环控制，在谐振电流过零点切换开关器件，因而开关频率是恒定的，由于是软开关控制，开关频率可以达到很高，且开关损耗较小。将基于串联谐振软开关的多电平逆变器与电压滞环控制结合起来，可保持开关频率恒定，易实现输出电压的快速、稳定控制。

本发明是针对采用高频多电平逆变器的串联谐振DC/DC变换器，该变换器拓扑包括：逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出，用来对串联谐振的幅度进行调整；串联谐振电路由外加电容器C与变压器T₁的漏感组成，如果变压器T₁的漏感不足，可外加电感，将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形，以便于变压器T₁升压或降压；高频不可控整流器对高频正弦电压整流，得到输出的直流电压U_out。

所提出的多电平逆变器拓扑结构有2种，一种称为单向多电平逆变器，另一种称为双向多电平逆变器。普通逆变器为4个开关器件组成的2个桥臂，输入1种电平，可输出3种电平，单向多电平逆变器在普通逆变器前端或后端的一侧增加开关管，增加一个开关器件，输入电平增加一种，输出电平增加两种，输入n种电平，需要一侧增加n-1个开关器件，总共需要n+3个开关器件；双向多电平逆变器是在普通逆变器的基础上，前端和后端两侧对称增加开关器件，增加一对开关器件，输入电平增加一种，输出电平增加两种，输入n种电平，两侧增加2(n-1)个开关器件，总共需要2(n+1)个开关器件。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括以下步骤：

1、谐振电流的采集和处理

通过电流互感器或在串联谐振电路中串入一个小电阻，以电压的形式测量得到初始谐振电流I_{res_p}，初始谐振电流为实际谐振电流的反向，电压跟随器将其反向放大得到I_{res_in}。将放大后的谐振电流I_{res_in}的相位前移t_s，前移的时间为控制器器、驱动电路及开关器件切换等延迟时间，以保证开关器件在谐振电流过零点时切换状态。将前移后的谐振电流I_{trs_s}从正弦波形转换为控制器可识别的脉冲波形I_res通入控制器，以检测过零点，脉冲波形I_res的幅值要与控制器的处理电平相同，处理器的电平一般为3.3V或5V。

2、输出电压的采集

通过电压互感器或电阻分压的方式测量输出电压U_out，采用电阻分压的方式还需要通过线性光耦将功率电路与控制电路隔离。

3、电压比较值的给定

电压滞环控制分为直接电压滞环控制和间接电压滞环控制，直接电压滞环控制是采集输出电压U_out，直接与给定的电压比较值进行比较，将结果输入控制器；间接电压滞环控制是输出电压U_out与给定的参考电压U_ref通过调节器，将其结果与给定的电压比较值进行比较。直接电压滞环控制的给定电压比较值根据给定的参考电压U_ref和滞环的数量、宽度直接决定，随输出电压U_out的变化而变化；间接电压滞环控制的给定电压比较值根据调节器的参数和设定的滞环数量、宽度决定，不因输出电压的变化而变化。

给定电压比较值的数量取决于逆变器的输出电平数，逆变器输入电平数n，由低到高分别为U_i1、U_i2、U_i3、...、U_in，则逆变器输出电平数(2n+1)，由高到低分别为+U_in、+U_in-1、+U_in-2、...、+U_i1、0、-U_i1、-U_i2、-U_i3、...、-U_in，每种状态输出一种电平，因此有(2n+1)种状态，按输出电平由高到低分别称为+n状态、+(n-1)状态、+(n-2)状态、...、0状态、-1状态、-2状态、-3状态、...、-n状态，给定电压比较值的数量为2n，滞环的数量为n。

对于直接电压滞环控制，环宽由低到高分别为给定的参考电压U_ref的2h₁％、2h₂％、...、2h_n％，给定电压比较值由低到高分别为：U₁，U₂，...，U_2n，则U₁＝(1-h_n％)U_ref，U₂＝(1-h_n-1％)U_ref，U₃＝(1-h_n-2％)U_ref，...，U_n＝(1-h₁％)U_ref，U_n+1＝(1+h₁％)U_ref，U_n+2＝(1+h₂％)U_ref，U_n+3＝(1+h₃％)U_ref，...，U_2n＝(1+h_n％)U_ref。

对于间接电压滞环控制，设定调节器的输出稳定在U_r，环宽由低到高分别为U_r的2h₁％、2h₂％、...、2h_n％，给定电压比较值由低到高分别为：U₁，U₂，...，U_2n，则U₁＝(1-h_n％)U_r，U₂＝(1-h_n-1％)U_r，U₃＝(1-h_n-2％)U_r，...，U_n＝(1-h₁％)U_r，U_n+1＝(1+h₁％)U_r，U_n+2＝(1+h₂％)U_r，U_n+3＝(1+h₃％)U_r，...，U_2n＝(1+h_n％)U_r。

4、确定下一个控制状态

对于直接电压滞环控制，输出电压U_out与给定的电压比较值进行比较，U_out大于给定的电压比较值，比较器输出“1”，U_out小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“1”信号的数量为m，m与下一个输出状态的和值为n，即m＝0，下一个状态为+n、m＝1，下一个状态为+(n-1)、m＝2，下一个状态为+(n-2)、...、m＝n，下一个状态为0、m＝n+1，下一个状态为-1、m＝n+2，下一个状态为-2、m＝n+3，下一个状态为-3、...、m＝2n，下一个状态为-n。

对于间接电压滞环控制，调节器的输出电压U_outr与给定的电压比较值进行比较，U_outr大于给定的电压比较值，比较器输出“1”，U_outr小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“1”信号的数量为m，m与下一个输出状态的差值为n，即m＝2n，下一个状态为+n、m＝2n-1，下一个状态为+(n-1)、m＝2n-2，下一个状态为+(n-2)、...、m＝n，下一个状态为0、m＝n-1，下一个状态为-l、m＝n-2，下一个状态为-2、m＝n-3，下一个状态为-3、...、m＝0，下一个状态为-n。

除此之外，还需对谐振电流和电容器C的电压进行限制，设定最高限值，若两者有其一超过设定的限值，下一个输出状态强制为零状态或负状态，若两者都超过设定的限值，下一个输出状态强制为负状态，以保护开关器件，防止过电流和过电压。

另外，比较器输出的脉冲信号的幅值要与控制器的处理电平相同，控制器的处理电平一般为3.3V或5V。

5、输出开关控制信号

输入到控制器中的信号有前移后变为脉冲波形的谐振电流信号I_res，滞环比较的2n个结果，根据滞环比较的结果确定下一个状态，将I_res的半周期整数倍作为确定状态的触发信号，根据下一个状态输出开关器件的驱动信号，I_res的半周期为开关器件切换状态的触发信号。

根据开关器件不同的导通方式，多电平逆变器的输出有3种基本状态，分别为正状态、零状态、负状态。正状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同，对谐振电流起到增强作用；零状态是多电平逆变器输出脉冲电压为零，谐振电路形成回路，谐振电流仅受负载影响；负状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。同一状态，谐振电流的方向不同相应的多电平逆变器的输出电平方向也要随之改变，开关器件对应不同的导通方式。在谐振电流的过零点切换开关器件的状态，以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。

零状态时，多电平逆变器的基本4个开关器件轮流导通两个上桥臂或两个下桥臂，考虑到开关器件的使用寿命，不易一直导通两个上桥臂或两个下桥臂。如果开关器件反并联快速二极管，也可根据谐振电流的方向导通基本4个开关器件中的一个，利用相应的一个快速二极管替代与之并联的开关器件导通形成回路。

对于负状态，若多电平逆变器中的开关器件都反并联了快速二极管，可关闭所有的开关器件，任由谐振电路根据自身能量选择导通的快速二极管形成通路，此种控制方法简单，但是n种负状态无法确定控制。若要控制负状态，必须通过导通开关器件的方式，对于不同的谐振电流方向，某个负状态导通的开关器件是不同的。

对于单向多电平逆变器，只有一侧增加了开关器件，以增加输入的电平数量，对于两个方向的谐振电流，控制开关器件导通时只能通过“互补”的方式。基本的4个开关器件为S_1H、S_2H、S_1L、S_2L，S_1H和S_2H组成一个桥臂，S_1L和S_2L组成一个桥臂，S_1H和S_1L为两个上桥臂，在前侧增加开关器件S₃、S₄、S₅、...、S_(n+1)，输入的电平数为n，以H点流向L点为谐振电流正方向，对于-t(1≤t≤n-1)状态，增加的输入电平为-U_i(n+2-t)，谐振电流为负时，开关器件S_t和S_2L导通，或开关器件S_t和S_2L反并联的快速二极管D_2L导通，向谐振电路输出-U_i(n+2-t)电平，而谐振电流为正时，无法通过开关器件S_t的导通来输出-U_i(n+2-t)电平，开关器件S_t和S_1L导通，或开关器件S_t和S_1L反并联的快速二极管D_1L导通，向谐振电路输出U_i(n+2-t)-U_in电平，因此，对于谐振电流为正的-t状态，必须导通与开关器件S_t互补的那个开关器件S_n+4-t，并同时导通开关器件S_1L或与S_1L反并联的快速二极管D_1L，向谐振电路输出U_i(t-2)-U_in电平，若要效果相同，电平U_i(t-2)与U_i(n+2-t)必须互补，即两者之和为U_in，对于每种负状态都可以采用“互补”的导通方式，要求各状态输入的电平具有等差的线性关系，即U_i2＝2U_i1、U_i3＝3U_i1、U_i4＝4U_i1、...、U_in＝nU_i1。对于后侧的单向多电平逆变器，控制负状态，也通过“互补”的导通方式。

对于双向多电平逆变器，在两侧对称增加开关器件，前侧增加S_3H、S_4H、S_5H、...、S_(n+1)H，后侧增加S_3L、S_4L、S_5L、...、S_(n+1)L，对于-t(1≤t≤n-1)状态，增加的输入电平为U_i(n+2-t)，S_tH和S_tL输入的电平都为U_i(n+2-t)，谐振电流为负时，开关器件S_tH和S_2L导通，或开关器件S_tH和S_2L反并联的快速二极管D_2L导通，向谐振电路输出-U_i(n+2-t)电平，谐振电流为正时，开关器件S_tL和S_2H导通，或开关器件S_tL和S_2H反并联的快速二极管D_2H导通，向谐振电路输出-U_i(n+2-t)电平。对于双向的多电平逆变器，各状态输入的电平不要求具有等差的线性关系。

对于正状态，单向多电平逆变器仍需采用“互补”的导通方式，各状态输入的电平要求具有等差的线性关系，对于t(1≤t≤n-1)状态，增加的输入电平为U_i(n+2-t)，谐振电流为正时，开关器件S_t和S_2L导通，向谐振电路输出U_i(n+2-t)电平，谐振电流为负时，导通与开关器件S_t互补的开关器件S_n+4-t，并同时导通开关器件S_1L，向谐振电路输出U_i(n+2-t)电平；双向多电平逆变器对于t(1≤t≤n-1)状态，谐振电流为正时，开关器件S_tH和S_2L导通，向谐振电路输出U_i(n+2-t)电平，谐振电流为负时，导通开关器件S_tL和S_2H，向谐振电路输出U_i(n+2-t)电平。

对于+n状态，谐振电流为正，开关器件S_1H和S_2L导通，谐振电流为负，开关器件S_1L和S_2H导通；-n状态时，谐振电流为正，开关器件S_1L和S_2H导通，如果开关器件反并联快速二极管，也可由快速二极管D_1L和D_2H自行导通，谐振电流为负，开关器件S_1H和S_2L导通，或由快速二极管D_1H和D_2L自行导通。

基于谐振软开关技术的采用多电平逆变器的DC/DC变换器在谐振电流过零点时切换开关器件的通断，消除了开关损耗，另外，多个开关器件并联在一起作为一个开关阀，可以达到均压和均流的效果，弥补MOSFET或IGBT的容量。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：第一、消除了开关损耗；第二、控制快速、简单；第三、开关器件频率恒定；第四、在谐振电流过零点时切换开关器件的状态，达到了很好的均压和均流效果，便于对开关器件并联增容；第五、所需要的控制器I/O引脚很少，一个控制器可控制多个该DC/DC变换器。

附图说明

图1为采用前侧单向多电平逆变器的DC/DC变换器拓扑，(a)中开关器件反并联了快速二极管，通过控制开关器件和快速二极管以切换控制状态，(b)中仅控制开关器件对控制状态进行切换；

图2为采用双向多电平逆变器的DC/DC变换器拓扑，其中开关器件反并联了快速二极管，通过控制开关器件和快速二极管以切换控制状态；

图3为前侧多电平逆变器的+t状态，(a)为谐振电流为正时的导通方式，(b)为谐振电流为负时的“互补”导通方式；

图4为前侧多电平逆变器的零状态，(a)为谐振电流为正时的导通方式，(b)为谐振电流为负时的导通方式；

图5为前侧多电平逆变器的-t状态，(a)为谐振电流为负时的导通方式，(b)为谐振电流为正时的“互补”导通方式；

图6为双向多电平逆变器的+t状态，(a)为谐振电流为正时的导通方式，(b)为谐振电流为负时的导通方式；

图7为双向多电平逆变器的零状态，(a)为谐振电流为负时的导通方式，(b)为谐振电流为正时的导通方式；

图8为双向多电平逆变器的-t状态，(a)为谐振电流为负时的导通方式，(b)为谐振电流为正时的导通方式；

图9为五电平逆变器增加容量的拓扑结构，每个开关阀由3个开关器件组成；

图10为五电平逆变器的5种工作状态，1-逆变器的输出电平，2-谐振电流，其中，I为+2状态，II为-2状态，III为零状态，IV为+1状态，V为-1状态；

图11为采用三电平逆变器的DC/DC变换器的直接电压滞环控制的结构图；

图12为采用三电平逆变器的DC/DC变换器的间接电压滞环控制的结构图；

图13为采用三电平逆变器的DC/DC变换器的直接电压滞环控制的控制时序。

图14为采用三电平逆变器的DC/DC变换器的间接电压滞环控制的控制时序。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。因此，应当明白，所附的权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神的所有这些修改和改变。

如图11、12所示，采用三电平逆变器的DC/DC变换器的电压滞环控制，图11为直接电压滞环控制，图12为间接电压滞环控制。所采用的三电平逆变器由4个开关器件反并联快速二极管组成，开关器件为S_1H、S_2H、S_1L、S_2L，分别反并联的快速二极管为D_1H、D_2H、D_1L、D_2L，开关器件S_1H和S_2H组成一个桥臂，开关器件S_1L和S_2L组成一个桥臂，开关器件S_1H和S_1L为两个上桥臂，开关器件S_2H和S_2L为两个下桥臂。

三电平逆变器的3种控制状态分别为+1状态、0状态、-1状态，以H点流向L点为正谐振电流，3种状态的开关导通方式为：(1)谐振电流为正时，+1状态是导通开关器件S_1H和S_2L；谐振电流为负时，+1状态是导通开关器件S_1L和S_2H。(2)通过开关器件与快速二极管的组合导通方式，谐振电流为正时，0状态是导通开关器件S_1H和快速二极管D_1L或开关器件S_2L和快速二极管D_2H；谐振电流为负时，0状态是导通开关器件S_1L和快速二极管D_1H或开关器件S_2H和快速二极管D_2L。同时导通两个上臂开关器件S_1H和S_1L，或两个下臂开关器件S_2H和S_2L，谐振电流为正或负时，谐振电路都能形成回路，对于依次出现的0状态，轮流导通两个上臂开关器件和两个下臂开关器件。(3)开关器件全部关断，-1状态将根据谐振电流的方向自行导通快速二极管形成回路，谐振电流为正时，快速二极管D_1L和D_2H自行导通，谐振电流为负时，快速二极管D_1H和D_2L自行导通。或通过开关器件与快速二极管组合的方式导通，谐振电流为正时，开关器件S_2H和快速二极管D_1L导通，或开关器件S_1L和快速二极管D_2H导通；谐振电流为负时，开关器件S_1H和快速二极管D_2L导通，或开关器件S_2L和快速二极管D_1H导通；或直接导通2个开关器件，谐振电流为正时，开关器件S_1L和S_2H导通，谐振电流为负时，开关器件S_2L和S_1H导通。

直接电压滞环控制的步骤为：

1、谐振电流的采样和处理

在串联谐振电路中串入一个小电阻R，变压器T₂将功率电路与控制电路隔离，以电压的形式测量得到初始谐振电流I_{res_p}，初始谐振电流为实际谐振电流的反向，电压跟随器将其反向放大得到I_{res_in}。将放大后的谐振电流I_{res_in}的相位前移t_s，前移的时间为控制器、驱动电路及开关器件切换等的延迟时间，以保证开关器件在谐振电流为零时切换状态。检测前移后的谐振电流I_{res_s}的过零点，将谐振电流从正弦波形转换为控制器可识别的脉冲波形I_res通入处理器，脉冲波形I_res的幅值要与控制器的处理电平相同，处理器采用CPLD/FPGA，处理电平为3.3V。

2、输出电压的采集

通过电阻分压的方式测量输出电压U_out，线性光耦将功率电路与控制电路隔离。

3、电压比较值的给定

根据给定的参考电压U_ref确定两个电压比较值U₁和U₂，且U₂＞U₁，滞环的比例为参考电压U_ref的0.5％，即U₂＝1.005U_ref，U₁＝0.995U_ref。

4、确定下一个控制状态

输出电压U_out与U₁的比较结果为c₁，U_out大于U₁，c₁为“1”，U_out小于U₁，c₁为“0”；输出电压U_out与U₂的比较结果为c₂，U_out大于U₂，c₂为“1”，U_out小于U₂，c₂为“0”。c₁为“1”，c₂为“1”，下一个输出状态为-1状态；c₂为“0”，c₁为“1”，下一个输出状态为0状态；c₁为“0”，c₂为“0”，下一个输出状态为+1状态；c₂为“0”，c₁为“1”，理论上U₂＞U₁，不可能出现这种结果，若出现这种情况，认为是控制电路异常，下一个输出状态强制为0或-1状态。另外，需限制谐振电流I_{res_p}的绝对值|I_{res_p}|和电容器C的电压U_c绝对值|U_c|，设定|I_{res_p}|的最高值为U_Ires，|U_c|的最高值为U_{c_limit}，若两者同时超过设定值，下一个输出状态强制为-1状态，若两者之一超过设定值，下一个输出状态强制为0或-1状态，具体视c₁和c₂的结果而定，若c₁和c₂的结果判定下一个输出状态为+1状态，则强制为0状态，若c₁和c₂的结果判定下一个输出状态为0状态，则强制为-1状态。

5、输出开关控制信号

下一个控制状态的决策周期为谐振电流半周期的整数倍，开关器件的切换周期为谐振电流的半周期，如图13为采用三电平逆变器的DC/DC变换器的直接电压滞环控制的时序，决策周期和开关器件的切换周期同为谐振电流的半周期，根据上述得到的下一个输出状态，在谐振电流I_res的过零点切换控制状态，并输出开关控制信号。

间接电压滞环控制的步骤为：

1、谐振电流的采样和处理

在串联谐振电路中串入一个小电阻R，变压器T₂将功率电路与控制电路隔离，以电压的形式测量得到初始谐振电流I_{res_p}，初始谐振电流为实际谐振电流的反向，电压跟随器将其反向放大得到I_{res_in}。将放大后的谐振电流I_{res_in}的相位前移t_s，前移的时间为控制器、驱动电路及开关器件切换等的延迟时间，以保证开关器件在谐振电流为零时切换状态。检测前移后的谐振电流I_{res_s}的过零点，将谐振电流从正弦波形转换为处理器可识别的脉冲波形I_res通入控制器，脉冲波形I_res的幅值要与控制器的处理电平相同，处理器采用CPLD/FPGA，处理电平为3.3V。

2、输出电压的采集

3、电压比较值的给定

调节器器采用PI调节器，设定输出电压U_out稳定时PI调节器的输出参考为U_r，根据参考电压U_r确定两个电压比较值U_pi1和U_pi2，且U_pi2＞U_pi1，滞环的环宽为参考电压U_r的0.5％，即U_pi2＝1.005U_r，U_pi1＝0.995U_r。

4、确定下一个控制状态

PI调节器输出结果U_pi与U_pi1的比较结果为c₁，U_pi大于U_pi1，c₁为“1”，U_pi小于U_pi1，c₁为“0”；U_pi与U_pi2的比较结果为c₂，U_pi大于U_pi2，c₂为“1”，U_pi小于U_pi2，c₂为“0”。c₁为“1”，c₂为“1”，下一个输出状态为+1状态；c₂为“0”，c₁为“1”，下一个输出状态为0状态；c₁为“0”，c₂为“0”，下一个输出状态为-1状态；c₂为“0”，c₁为“1”，理论上U_pi2＞U_pi1，不可能出现这种结果，若出现这种情况，认为是控制电路异常，下一个输出状态强制为0或-1状态。另外，需限制谐振电流I_{res_p}的绝对值|I_{res_p}|和电容器C的电压U_c绝对值|U_c|，设定|I_{res_p}|的最高值为U_Ires，|U_c|的最高值为U_{c_limit}，若两者同时超过设定值，下一个输出状态强制为-1状态，若两者之一超过设定值，下一个输出状态强制为0或-1状态，具体视c₁和c₂的结果而定，若c₁和c₂的结果判定下一个输出状态为+1状态，则强制为0状态，若c₁和c₂的结果判定下一个输出状态为0状态，则强制为-1状态。

5、输出开关控制信号

下一个控制状态的决策周期为谐振电流半周期的整数倍，开关器件的切换周期为谐振电流的半周期，如图14为采用三电平逆变器的DC/DC变换器的间接电压滞环控制的时序，决策周期和开关器件的切换周期同为谐振电流的半周期，根据上述得到的下一个输出状态，在谐振电流I_res的过零点切换控制状态，并输出开关控制信号。

Claims

1.一种开关频率恒定、基于串联谐振软开关的多电平逆变器拓扑及电压滞环控制，包括：多电平逆变器的拓扑结构和电压滞环控制方法，其中，多电平逆变器分为单向多电平逆变器和双向多电平逆变器，电压滞环控制分为直接电压滞环控制和间接电压滞环控制。

2.根据权利要求1所述的多电平逆变器，其特征是，多电平逆变器拓扑结构有2种，一种称为单向多电平逆变器，另一种称为双向多电平逆变器，单向多电平逆变器在普通逆变器前端或后端的一侧增加开关器件，增加一个开关器件，输入电平增加1种，输出电平增加2种，输入n种电平，需要一侧增加n-1个开关器件，总共需要n+3个开关器件；双向多电平逆变器是在普通逆变器的前端和后端两侧对称增加开关器件，增加一对开关器件，输入电平增加1种，输出电平增加2种，输入n种电平，两侧增加2(n-1)个开关器件，总共需要2(n+1)个开关器件。

3.根据权利要求1所述的电压滞环控制，其特征是，包括以下步骤：

(1)谐振电流的采集和处理

通过电流互感器或在串联谐振电路中串入一个小电阻，以电压的形式测量得到初始谐振电流I_{res_p}，初始谐振电流为实际谐振电流的反向，电压跟随器将其反向放大得到I_{res_in}。将放大后的谐振电流I_{res_in}的相位前移t_s，前移的时间为控制器器、驱动电路及开关器件切换等延迟时间，以保证开关器件在谐振电流过零点时切换状态，将前移后的谐振电流I_{res_s}从正弦波形转换为控制器可识别的脉冲波形I_res通入控制器，以检测过零点，脉冲波形I_res的幅值要与控制器的处理电平相同，处理器的电平为3.3V或5V。

(2)输出电压的采集

(3)电压比较值的给定

电压滞环控制分为直接电压滞环控制和间接电压滞环控制，直接电压滞环控制是采集输出电压U_out，直接与给定的电压比较值进行比较，将结果输入控制器；间接电压滞环控制是输出电压U_out与给定的参考电压U_ref通过调节器，将其结果与给定的电压比较值进行比较，比较器输出的脉冲信号的幅值要与控制器的处理电平相同，控制器的处理电平为3.3V或5V。

(4)确定下一个控制状态

对于直接电压滞环控制，输出电压U_out与给定的电压比较值进行比较，U_out大于给定的电压比较值，比较器输出“1”，U_out小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“1”信号的数量为m(0≤m≤2n)，m与下一个输出状态的和值为n；对于间接电压滞环控制，调节器的输出电压U_outr与给定的电压比较值进行比较，U_outr大于给定的电压比较值，比较器输出“1”，U_outr小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“1”信号的数量为m，m与下一个输出状态的差值为n；除此之外，还需对谐振电流和电容器C的电压进行限制，设定最高限值，若两者有其一超过设定的限值，下一个输出状态强制为零状态或负状态，若两者都超过设定的限值，下一个输出状态强制为负状态，以保护开关器件，防止过电流和过电压。

(5)输出开关控制信号

输入到控制器中的信号有前移后变为脉冲波形的谐振电流信号I_res，滞环比较的2n个结果，根据滞环控制所比较的结果确定下一个状态，将I_res的半周期整数倍作为确定状态的触发信号，根据下一个状态输出开关器件的驱动信号，I_res的半周期为开关器件切换状态的触发信号。

4.根据权利要求3所述的电压滞环控制，其特征是，给定电压比较值的数量取决于逆变器的输出电平数，逆变器输入电平数n，输出电平数(2n+1)，每种状态输出一种电平，因此有(2n+1)种状态，给定电压比较值的数量为2n，滞环的数量为n。

5.根据权利要求3所述的电压滞环控制，其特征是，直接电压滞环控制的给定电压比较值根据给定的参考电压U_ref和滞环的数量、宽度直接决定，随输出电压U_out的变化而变化；间接电压滞环控制的给定电压比较值根据调节器的参数和设定的滞环数量、宽度决定，不因输出电压的变化而变化。

6.根据权利要求2所述的多电平逆变器，其特征是，根据开关器件不同的导通方式，多电平逆变器的输出有3种基本状态，分别为正状态、零状态、负状态，正状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同，对谐振电流起到增强作用；零状态是多电平逆变器输出脉冲电压为零，谐振电路形成回路，谐振电流仅受负载影响；负状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。

7.根据权利要求3所述的电压滞环控制，其特征是，零状态时，多电平逆变器的基本4个开关器件轮流导通两个上桥臂或两个下桥臂，考虑到开关器件的使用寿命，不易一直导通两个上桥臂或两个下桥臂。如果开关器件反并联快速二极管，也可根据谐振电流的方向导通基本4个开关器件中的一个，利用相应的一个快速二极管替代与之并联的开关器件导通形成回路。

8.根据权利要求3所述的电压滞环控制，其特征是，对于负状态，若多电平逆变器中的开关器件都反并联了快速二极管，可关闭所有的开关器件，任由谐振电路根据自身能量选择导通的快速二极管形成通路，此种控制方法简单，但是n种负状态无法确定控制，若要控制负状态，必须通过导通开关器件的方式，对于不同的谐振电流方向，某个负状态导通的开关器件是不同的：对于单向多电平逆变器，只有一侧增加了开关器件，以增加输入的电平数量，对于两个方向的谐振电流，控制开关器件导通时只能通过“互补”的方式，对于某负状态，谐振电流为负时，对应的开关器件导通，谐振电流为正时，与之互补的开关器件导通，对于每种负状态都可采用“互补”的导通方式，要求各状态输入的电平具有等差的线性关系；对于双向多电平逆变器，在两侧对称增加开关器件，对于某负状态，谐振电流为负时，相应的前侧开关器件导通，谐振电流为正时，相应的后侧开关器件导通，各状态输入的电平不要求具有等差的线性关系。

9.根据权利要求3所述的滞环电压控制，其特征是，对于正状态，单向多电平逆变器仍需采用“互补”的导通方式，各状态输入的电平要求具有等差的线性关系，对于某正状态，谐振电流为正时，相应的开关器件导通，谐振电流为负时，与之互补的开关器件导通；双向多电平逆变器对于正状态，谐振电流为正时，前侧相应的开关器件导通，谐振电流为负时，后侧相应的开关器件导通。

10.根据权利要求2所述的多电平逆变器，其特征是，在谐振电流的过零点切换开关器件的状态，以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同，多个开关器件并联在一起作为一个开关阀，可以达到均压和均流的效果，弥补高频开关器件MOSFET或IGBT的容量。