JP5894870B2 - 太陽光発電システム - Google Patents

Description

本発明は、太陽光パネルの発電電力を、電力変換装置を用いて変換して所望の電力を得る太陽光発電システムに関し、特に、太陽光パネルに接続された変換器を制御することによって、太陽光パネルの電力の最大点を検出し、検出した最大電力点で電力変換器（パワーコンディショナ、ＰＣＳ）を動作させる太陽光発電システムに関するものである。

太陽光発電システムは、太陽光パネルで発電した電力をパワーコンディショナで商用交流に変換し、家庭内で消費したり、商用系統に逆潮流させたりするシステムである。

図４において、実線は太陽光パネルの出力電圧Ｖpvと出力電流Ｉpvの特性（以下「電圧−電流特性」）を示すグラフであり、破線は太陽光パネルの出力電圧Ｖpvと出力電力Ｐpvの特性（以下「電圧−電力特性」）を示すグラフである。

ここに示すように、電圧−電流特性は、出力電圧Ｖpvが０のときに出力電流Ｉpvが短絡電流Ｉscとなり、出力電圧Ｖpvが開放電圧Ｖocのときに出力電流Ｉpvが０となる非線形の特性である。また、電圧−電力特性は、出力電圧ＶpvがＶpmaxのときに出力電力Ｐpvが最大電力点Ｐmaxとなる特性を有し、最大電力点Ｐmaxのときの出力電流ＩpvをＩpmaxとする。

ここで説明した電圧−電流特性や電圧−電力特性は、日照条件や温度条件によって変化するため、太陽光パネルから効率よく電力を取り出すためには常にこの最大電力点Ｐmaxを探索し、太陽光パネルに接続される電力変換器を制御して太陽光パネルの動作点が最大電力点となるように追従制御する必要がある。

最大電力追従制御法として一般によく知られた方法として、山登り法がある。この山登り法は、電力変換器の入力電圧指令値を微小変更し、これに応じて太陽光パネルの発電電力が増加するか減少するかを判定する。そして、この判定結果に依って次の電圧指令値を微小増加変更させるか微小減少変更させるかの変更方向を決定して指令値の微小変更を繰り返す方法である。

あるいは、特許文献１に示されたスキャン法がある。この方法は、太陽光パネルの２端子にインダクタとスイッチング素子が直列に接続される構成の電力変換回路を有しており、最大電力点の検出時には、スイッチング素子を第１の論理状態、いわゆる開状態に動作させ太陽光パネルの出力端子間を開放状態にするとともに、この開放状態からスイッチング素子を第２の論理状態、いわゆる閉状態に動作させ太陽光パネルの出力端子間を短絡状態にする過程において電圧と電流を検出し、これらの積である電力が最大となる点を検出するものである。最大電力検出時には、最初に電力変換回路の入力電流の電流指令値Ｉref０を０とし、太陽光パネルの電圧を一旦開放電圧Ｖocにする。次に電力変換回路の入力電圧の指令値Ｖref０を
Ｖref０＝Ｖoc−（Ｖoc／ｔｏ）・ｔ …（式１）
で表される値に変化させる。Ｖref０は式に従い時間ｔｏの間にＶocから０にリニアに低下する。電力変換回路ではＰＩ制御を用いて電力変換回路の入力電圧である太陽光パネル電圧がＶref０になるようにフィードバック制御し、スイッチング素子を駆動することが示されている。

この方法は太陽光パネルの全域にわたる電流−電圧特性を検出できるため、部分影により二山特性が発生した場合においても確実に最大電力点を検出して移動することが可能である。

ＷＯ２０１２／０２５５９３Ａ１

上記山登り法は日照が急変した場合に応答性が遅くなる恐れがあった。また、太陽光パネルに部分影が発生した場合に生じる二山特性に対応できないという恐れがあった。

また、特許文献１に示されたスキャン法は、最大電力点検出時にＰＩ制御によるフィードバック制御により太陽光パネルの電圧である入力電圧指令値を変化させている。太陽光パネルは短絡電流点近傍においては電流変化に対する電圧変化（ｄＶ／ｄｉ）が大きい特性となっているため、チョークコイルの値を小さくして体積とコストを低減しようとすれば、短絡電流点近傍において、チョークコイルリプル電流に起因して太陽光パネルの電圧が大きく変動し、入力電圧制御系が発振して正確な最大電力点を検出できなくなる恐れがあった。

また、スキャン法では最大電力検出時にＩref０を０にすることで、太陽光パネルの開放電圧Ｖoc点に移動し電力変換回路からの出力電力がゼロになる。次にＶref０を変化させるにしたがって出力電力がゼロから最大電力を経て再び減少し、Ｖref０がゼロになると電流が短絡電流Ｉscに至り、出力電力はゼロになる。このように系統連系インバータ側から見ると最大電力検出時に出力電力が大きく変化するため、系統の電圧変動など系統への悪影響を与える恐れがある。

本発明の目的は、太陽光発電システムにおける、最大電力点追従方式の応答性を高めることである。また、太陽光パネルに部分影が生じた場合であっても、最大電力点を正確に求めることである。また、電力変換回路のチョークコイルや入力フィルタコンデンサの容量をできるだけ小さくし体積やコストを低減することである。また、系統連系インバータの急激な出力変動を抑制し系統の安定化を図ることである。

上記課題を解決するため、請求項１の太陽光発電システムでは、太陽光パネルと、該太陽光パネルの出力電力を検出する電力検出手段と、スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記太陽光パネルの出力電圧を変換した電圧の電力を出力する電力変換手段と、前記電力検出手段の出力が入力されるとともに、前記スイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、オープンループで前記スイッチング素子を制御するとともに、前記スイッチング素子を駆動する時比率を０％と所定の上限値の間で変化させ、その過程で前記太陽光パネルの最大電力点を検出する。

本発明によれば、太陽光発電システムにおける、最大電力点追従方式の応答性を高めることができる。また、太陽光パネル上に部分影が生じた場合であっても、最大電力点を正確に求めることができる。また、電力変換回路のチョークコイルや入力フィルタコンデンサの容量をできるだけ小さくし体積やコストを低減することができる。また、系統連系インバータの急激な出力変動を抑制し系統の安定化を図ることができる。

実施例１の回路構成を示す図。 実施例１の入力フィルタの回路構成を示す図。 実施例１の動作を示す各部波形。 太陽光パネルの特性を示す図。 パワーコンディショナのＰＮ電圧とＤuty最大値Ｄmaxの関係を示す図。 実施例１の検出モードにおける各部の波形。 実施例２の検出モードにおける各部の波形。 実施例３における各部の波形。

図１から図８を用いて、本発明の太陽光発電システムの実施例を説明する。

実施例１の太陽光発電システムを図１から図６を用いて説明する。

図１は、本実施例の太陽光発電システムの回路構成を示す図である。図１において、１は太陽光パネル、２はパワーコンディショナ、３は商用系統であり、パワーコンディショナ２の内部には、入力フィルタ４、ＤＣ−ＤＣコンバータ７、系統連系インバータ１２、制御回路１４がある。ＤＣ−ＤＣコンバータ７において、８はインダクタンス値が２００〜８００μＨ程度のチョークコイル、９はパワーＭＯＳＦＥＴ、１０は昇圧ダイオード、１１はコンデンサ、１３は電流センサ、１５ａ、１５ｂは分圧抵抗、２４はドライバである。また、制御回路１４において、１６は時比率発生器、１７はモード切替器、１８ａ、１８ｂは減算器、１９ａ、１９ｂはＰＩ制御ブロック、２０は乗算器、２１ａ、２１ｂはＡＤ変換器、２２はＰＷＭ回路、２３は最大値判定回路、２５は入力電圧指令値（Ｖref）である。

図１に示すように、太陽光パネル１はその両端がパワーコンディショナ２の内部の入力フィルタ４の入力側端子に接続されており、入力フィルタ４の出力側端子はＤＣ−ＤＣコンバータ７の入力側端子に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力側端子は系統連系インバータ１２の入力側端子に接続されている。系統連系インバータ１２の出力側端子はパワーコンディショナ２の外部の商用系統３に接続されている。

ここでＤＣ−ＤＣコンバータ７の内部を詳細に説明する。チョークコイル８の入力側端子は入力フィルタ４の正極の出力側端子に接続され、チョークコイル８の出力側端子はパワーＭＯＳＦＥＴ９のドレインに接続される。また、入力フィルタ４の負極の出力側端子とパワーＭＯＳＦＥＴ９のソースが接続される。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の内部では、入力フィルタ４の出力側端子の両端に、分圧抵抗１５ａ、１５ｂの直列体が接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ９のドレインには昇圧ダイオード１０のアノードが接続される。昇圧ダイオード１０のカソードとパワーＭＯＳＦＥＴ９のソースの間にコンデンサ１１が接続される。コンデンサ１１の両端はＤＣ−ＤＣコンバータ７の外部にある系統連系インバータ１２に接続される。

次に制御回路１４の内部を詳細に説明する。ＡＤ変換器２１ａはＤＣ−ＤＣコンバータ７内部の分圧抵抗１５ａ、１５ｂの中点に接続され、ＡＤ変換器２１ｂはＤＣ−ＤＣコンバータ７内部の電流センサ１３に接続される。ＡＤ変換器２１ａの出力はＶin、ＡＤ変換器２１ｂの出力はＩＬという名称のデジタル量である。ＩＬとＶinは乗算器２０に入力され、出力はＰpvとして最大値判定回路２３に入力される。また、Ｖinは、最大値判定回路２３と、減算器１８ａのプラス側端子にも入力される。最大値判定回路２３の出力は、入力電圧指令値２５（Ｖref）となり、減算器１８ａのマイナス側端子に入力される。減算器１８ａの出力はＰＩ制御ブロック１９ａに入力される。ＰＩ制御ブロック１９ａの出力は減算器１８ｂのプラス側端子に入力される。また、ＩＬは減算器１８ｂのマイナス側端子に入力される。減算器１８ｂの出力はＰＩ制御ブロック１９ｂに入力される。ＰＩ制御ブロック１９ｂの出力は、モード切替器１７の定常モード側に接続される。モード切替器１７の検出モード側には時比率発生器１６が接続される。モード切替器１７の出力がＰＷＭ回路２２に入力される。ここでモード切替器１７の出力がパワーＭＯＳＦＥＴ９をスイッチングさせる際の時比率であり、以下ではＤutyと記載する。ＰＷＭ回路２２の出力はＤＣ−ＤＣコンバータ７の内部のドライバ２４に入力される。ドライバ２４の出力はパワーＭＯＳＦＥＴ９のゲートに接続される。

図２は、図１の入力フィルタ４内部の一例を示した図である。図２において、５ａ、５ｂはコモンモードチョーク、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆはフィルタコンデンサである。フィルタコンデンサのうち、６ａ、６ｅの容量は５〜１０μＦ程度であり、８μＦのフィルタコンデンサ６ａ、６ｅと、１００００ｐＦのフィルタコンデンサ６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｆを例示する。図２において、入力フィルタ４の入力側端子の両端にはフィルタコンデンサ６ａが接続され、フィルタコンデンサ６ａの両端にはコモンモードチョーク５ａの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ａの出力側端子はフィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体に接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの中点はフレームグランドに接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体の両端にはフィルタコンデンサ６ｄの両端が接続される。フィルタコンデンサ６ｄの両端はコモンモードチョーク５ｂの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ｂの出力側端子の間にフィルタコンデンサ６ｅが接続される。そして、フィルタコンデンサ６ｅの両端子はコンバータ側端子となり入力フィルタ４の外部に引き出される。ここで、フィルタコンデンサ６ａと６ｅの８μＦは、主にスイッチング周波数である２０〜４０kHzのスイッチングリプルを除去するために用いられるコンデンサで、比較的大容量で周波数特性に優れたフィルムコンデンサを用いることが望ましい。一方、フィルタコンデンサ６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｆはスイッチングに伴って発生する１００kHz以上のノイズ成分を除去するために使用され、フィルムコンデンサよりも更に高周波特性に優れたセラミックコンデンサを用いることが望ましい。

次に、図３を用いて実施例１の回路動作を説明する。図３は、横軸を時間として、図１の回路各部の動作波形を示した図であり、図３（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ７が定常モードであるか検出モードであるかを示す「ＤＣ−ＤＣコンバータ７動作状態」、図３（ｂ）は時比率発生器１６の時比率Ｄutyをパーセント表示した波形を示す「Ｄuty」、図３（ｃ）は太陽光パネル１の電流波形を示す「Ｉpv」、図３（ｄ）は太陽光パネル１の両端の電圧波形を示す「Ｖpv」、図３（ｅ）はＤＣ−ＤＣコンバータ７から系統連系インバータ１２に出力される電力の波形を示す「ＤＣ−ＤＣコンバータ７出力電力」である。ここで、検出モードとは、太陽光パネル１の最大電力点を検出するモードのことであり、定常モードとは、検出モードで得た最大電力点の電流となるようにパワーコンディショナ２を動作させるモードのことである。

次に、図４は、前述したとおり、太陽光パネル１の電流−電圧特性、および、電流−電力特性を示すグラフであり、検出モードで用いられる電圧Ｖpvの範囲（Ｖpvmin〜Ｖoc）を示すものである。

次に、図５は、時比率発生器１６が出力する時比率Ｄutyの最大値Ｄmaxと、コンデンサ１１（Ｃpn）の電圧であるＰＮ電圧（Ｖpn）の関係を示したグラフである。パラメータは検出モードにおける太陽光パネル電圧Ｖpvの最低値Ｖpvminであり、３０Ｖ、５０Ｖ、７０Ｖの三例を示す。

次に、図６は本実施例の具体例として、検出モードにおけるＤuty、発電電力、Ｉpv、Ｖpvのそれぞれの時間変化を記載したグラフである。

続いて本実施例のパワーコンディショナ２の動作を説明する。まず定常モードを説明する。定常モードにおいては、図１におけるモード切替器１７は定常モード側に接続されている。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ７は入力電圧Ｖinが入力電圧指令値２５（Ｖref）と一致するようにパワーＭＯＳＦＥＴ９をＰＷＭ制御する。なお、入力電圧指令値２５（Ｖref）は、事前に求めた値であり、その求め方は後述する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ７では、入力電圧Ｖinを分圧抵抗１５ａ、１５ｂにより検出し、ＡＤ変換器２１ａによりデジタル量に変換する。また、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流を電流センサ１３で検出する。チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流ＩＬは後述するパワーＭＯＳＦＥＴ９のスイッチングにより脈動するため、電流センサ１３で検出された電流ＩＬはＡＤ変換器２１ｂを経て制御回路１４に取り込まれ平均値として認識される。脈動する電流ＩＬから平均値を取り出す方法としては、電流センサ１３の内部にパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のスイッチング周波数成分を減衰させる一次遅れフィルタを設ける方法や、ＡＤ変換器２１ｂの取り込みタイミングをＰＷＭ周期と同期させて常に脈動の中心値をサンプリングする方法などがあり、脈動する電流ＩＬから平均値を取り出すことができればいずれの方法を用いても良い。以下、求めた電流平均値をＩＬとして記載する。

ＡＤ変換器２１ａから出力されたＶinは減算器１８ａにて入力電圧指令値２５（Ｖref）と比較され、これらの電圧誤差がＰＩ制御ブロック１９ａに入力され、比例積分演算される。このＰＩ制御ブロック１９ａの出力信号は電流目標値Ｉrefである。次に、ＩＬは減算器１８ｂにおいて、電流目標値Ｉrefから差し引かれる。この電流誤差はＰＩ制御ブロック１９ｂに入力され、比例積分演算される。このＰＩ制御ブロック１９ｂの出力は時比率Ｄutyであり、このＤutyはモード切替器１７を介してＰＷＭ回路２２に入力されＰＷＭパルスを生成する。このＰＷＭパルスはドライバ２４を介してパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）を駆動する。パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）はスイッチングによりＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このスイッチング周波数はおよそ２０〜１００kHzである。パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮした際には太陽光パネル１−入力フィルタ４−チョークコイル８（Ｌ）−パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）−入力フィルタ４−太陽光パネル１の閉回路が形成され、太陽光パネル１からチョークコイル８（Ｌ）に電流が流れる。次にパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦすると、太陽光パネル１−入力フィルタ４−チョークコイル８（Ｌ）−昇圧ダイオード１０（Ｄ１）−コンデンサ１１（Ｃpn）−入力フィルタ４−太陽光パネル１の回路が形成され、チョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーはコンデンサ１１（Ｃpn）に放出される。

入力電圧Ｖinが電圧指令値Ｖrefよりも高い場合、すなわち電圧誤差が正の場合にはパワーＭＯＳＦＥＴ９の駆動信号のＯＮ幅が増大してチョークコイル８（Ｌ）に蓄える励磁エネルギーを増加させ、入力電流を増加させるように動作する。反対に入力電圧Ｖinが電圧指令値Ｖrefよりも低い場合、すなわち電圧誤差が負の場合にはパワーＭＯＳＦＥＴ９の駆動信号のＯＮ幅を縮小させてチョークコイル８（Ｌ）に蓄える励磁エネルギーを減少させ、入力電流を減少させるように動作する。この動作を繰り返すことにより、電圧誤差がゼロになるように制御する。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮするとチョークコイル８（Ｌ）に励磁エネルギーが蓄えられていきＩＬは増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦとなるとチョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーはコンデンサ１１（Ｃpn）に放出されＩＬは減少する。ここで、電圧誤差をゼロにするような制御に限るものでなく、ゼロに近い値となるよう制御しても良い。

一方、ＡＤ変換器２１ａ、２１ｂでデジタル量に変換されたＶinとＩＬ（平均値）は乗算器２０に入力され、現時点の瞬時電力Ｐpvが演算される。ＰpvとＶinは最大値判定回路２３に入力され、最大値判定回路２３では、山登り法を用いたアルゴリズムにより最大電力点を探索し順次入力電圧指令値２５（Ｖref）を微小変化させていく。この山登り法アルゴリズムは、前回のサンプル値であるＰpv（ｚ−１）、Ｖin（ｚ−１）と、今回採取したＰpv、Ｖinをそれぞれ比較し、これらの大小関係により、次に入力電圧指令値２５（Ｖref）を微小変化させる方向を判定するものである。このアルゴリズムにより図４に示したような特性の太陽光パネル１において、電力が最大（Ｐmax）となる点（Ｖpmax、Ｉpmax）で動作するようにＶrefを変化させることができる。

このとき、図２に示すような入力フィルタ４を用いることで、主にパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のスイッチングによるＩＬの脈動成分は減衰する。一方、電圧に関しては、入力フィルタ４に入力される太陽光パネル１の電圧Ｖpvと入力フィルタ４の出力電圧Ｖinは、ＤＣ成分はほぼ等しく、Ｖinにはスイッチングに伴う高周波成分が含まれる。

この結果、太陽光パネル１からＤＣ−ＤＣコンバータ７にはＩpvかつＶpvの直流電力が流入し、ＤＣ−ＤＣコンバータ７から系統連系インバータ１２にはＤＣ−ＤＣコンバータ７の損失を差し引いただけの電力が出力される。系統連系インバータ１２においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ７から入力された直流電力を、商用系統３の電圧位相に同期した正弦波電流に変換して商用系統３に出力する。

次に、検出モードについて説明する。一般に、太陽光パネル１の電圧−電流特性は図４に示すように、短絡電流点（０、Ｉsc）の近傍においては電流の変化に対して電圧の変化（ｄＶ／ｄｉ）が非常に大きい特性となっている。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ７においては、パワーＭＯＳＦＥＴ９をＰＷＭ制御してチョークコイル８に流れる電流を２０〜１００kHz程度の周波数で増減させるスイッチング動作を行うことから、短絡電流点（０、Ｉsc）の近傍においては、このチョークコイル８のリプル電流の影響により、太陽光パネル１の電圧が大きく変動し、ＤＣ−ＤＣコンバータ７のＶinが振動する恐れがある。このとき、Ｖinを指令値に一致させようとフィードバック制御を行うと位相が回ってＶinが発振する恐れがある。Ｖinが発振すると太陽光パネル１の正確な電圧−電流特性、ひいては最大電力点を把握することができなくなり、パワーコンディショナ２のＭＰＰＴ効率の低下につながる。

従来のスキャン法で発振を防止しようとすれば、チョークコイル８の値を１mH以上に設定することによってリプル電流を抑制することにより発振を抑制する必要がある。あるいは、入力フィルタ４内のコンデンサの容量を５００〜２０００μＦ程度としてリプル電流を抑制することができる。しかし、これらの従来の対策方法はいずれもチョークコイル８や入力フィルタ４の体積やコストを増加させるため、パワーコンディショナ２の小型化、低コスト化の観点から課題がある。

そこで、本実施例においては、以下の２つの手段により、チョークコイル８のインダクタンス値を１００〜８００μＨ程度に抑え、かつ入力フィルタ４内のコンデンサ容量を５〜３０μＦ程度に抑えながら、検出モードにおける発振を防止する方法を提案するものである。

本実施例においては、検出モードにおいてはフィードバック制御を用いず、オープンループ制御により、順次パワーＭＯＳＦＥＴ９をＯＮ／ＯＦＦするための時比率Ｄutyを変化させる手法をとる。これにより、たとえＶinに振動が生じてもこのＶinを検出してＤutyを変化させないため発振を生じさせない。

また、本実施例においては、検出モードにおいて予めＤmaxを定め、Ｄutyを０からＤmaxの間でリニアに変化（単調増加、あるいは、単調減少）させる。ＤutyがＤmaxになると、図４において太陽光パネル１の動作点は（Ｖpvmin、Ｉpvmin）になる。（Ｖpvmin、Ｉpvmax）と短絡電流点（０、Ｉsc）の間はチョークコイル８のリプル電流によりＶinが振動しやすいため、この区間については特性検出を行わないことで振動の発生を避けることができる。

本実施例においては上記思想を反映して下記のように動作させる。すなわち、定常モードにおいて一定時間経過すると検出モードに遷移する。検出モードは図１におけるモード切替器１７を検出モード側に切り替えることにより開始される。図１からわかるように、検出モードにおいては、定常モードで用いられていたフィードバック制御系が用いられず、時比率発生器１６から発生させたＤutyによりパワーＭＯＳＦＥＴ９を駆動するオープンループの制御系に変化する。

このとき、時比率発生器１６の初期値はゼロに設定されている。そのため、モード切換器１７を検出モードに切り替えるとＤutyはそれまでの定常モード時の時比率からゼロに変化する。このとき、太陽光パネル１の動作点は図４で（Ｖoc、０）の座標に移動する。そして、Ｄutyが徐々に増加するにしたがってパワーＭＯＳＦＥＴ９のＯＮ幅が徐々に増加しＩＬが増加する。図４においては（Ｖoc、０）の点から（Ｖpmax、Ｉpmax）を経由して（Ｖpvmin、Ｉpvmax）の方に向かって動作点が変化することを意味する。

検出モードにおける波形は図３のようになる。図３（ｂ）に示すようにＤutyが０からリニアに上昇すると、図３（ｃ）（ｄ）に示すようにＩpvが増加しＶpvは低下する。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電力は図３（ｅ）に示すような波形になり、最大電力点Ｐmaxを通過して次第に電力が低下する特性となる。図３（ｂ）から明らかなように、本実施例ではＤutyは予め定められた最大値Ｄmaxまでリニアに上昇する。ＤmaxはＰＮ電圧Ｖpnと検出モードにおける電圧最低値Ｖpvminにより
Ｄmax＝（Ｖpn−Ｖpvmin）／Ｖpn …（式２）
で決まる値に設定する。

図５は式２でＶpnを３００〜４２０Ｖ、Ｖpvminを３０Ｖ、５０Ｖ、７０Ｖとした場合のＤmaxを示すグラフである。Ｖpvminは振動発生を避けるため、定格２５０〜３５０Ｖ程度の太陽光パネル１であれば、概ね５０Ｖ程度に定めるのが良い。ＰＮ電圧Ｖpnは通常系統側にＡＣ２００Ｖを出力するために最低３２０Ｖ程度は必要である。Ｖpnが増加する程パワーコンディショナ２の変換効率が低下するため、３４０Ｖ程度に設定することが一般的である。太陽光パネル１の電圧最低値Ｖpvminを５０Ｖ、ＶＰＮを３４０Ｖに設定する場合、Ｄmaxはおよそ８５％となる。なお、ここでは、Ｄmaxがおよそ８５％の例を説明するが、Ｄmaxを８０〜９０％の範囲で設定することで後述すると同様の効果を得ることができる。

検出モードにおいてはオープンループ制御となるが、時比率ＤutyはＰＷＭ回路２２に入力されＰＷＭパルスを生成する。このＰＷＭパルスはパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）を駆動する。パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮするとチョークコイル８（Ｌ）に励磁エネルギーが蓄えられるとともにＩＬは増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦとなるとチョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーはコンデンサ１１（Ｃpn）に放出されＩＬは減少する。Ｄutyが増加するにつれ、パワーＭＯＳＦＥＴ９のＯＮ時間が増加し、ＩＬが増加していく。ＩpvはＩＬの増加とともに図４に示す実線の特性に従い（Ｖoc、０）から（Ｖpvmin、Ｉpvmax）へ変化する。このとき、ＩＬとＶinはその都度ＡＤ変換器２１ａと２１ｂでサンプリングされる。サンプリング周期ｔｓは２５〜１００μｓ程度である。これらを検出して乗算器２０でＰpvを算出することにより、最大値判定回路２３では、Ｐpvとその時のＶinを（Ｐpv、Ｖin）の組として把握することができる。最大値判定回路２３では、順次入力される（Ｐpv、Ｖin）の組のうちでＰpvがそれまでよりも大きな場合にＰpvを最大電力点Ｐmaxとし、その時のＶinをＶinＭとして記憶する。

Ｄutyの増加に伴って、電圧ＶpvはＶocから徐々に低下してＤmaxのときにＶpvminに至る。この間に、最大電力点であるＰmaxの動作点を通るため、検出モードの終了時点であるＤuty＝Ｄmaxの時点で、最大値判定回路２３には（Ｐmax、ＶinＭ）＝（Ｐmax、Ｖpmax）が記憶されていることになる。

そこで、次の定常モードにおいては、最大値判定回路２３からはＶrefとしてＶpmaxを出力する。定常モードにおいては前述したようにモード切替器１７は再び定常側に接続され、ＶinがＶrefに一致するようにフィードバック制御する。Ｖrefは検出モードで求めたＶpmaxが定常モードでの初期値となり、前述した山登り法により、更なる最大電力点を探索しながら動作する。

なお、定常モードの時間はこれをＴとすると、検出モードの時間ｔｓに比べて十分に長い時間とする。例えば、検出モードの時間ｔｓは１〜数１０msのオーダー、定常モードの時間Ｔは数分〜数十分のオーダーである。

また、このときに使用するチョークコイル８のインダクタンス値は概ね１００〜８００Ｈの間の値であり、プリント基板上に搭載可能である。

次に、図６の説明をする。図６はＶoc＝４５.２Ｖ、Ｉsc＝５.６２Ａ、Ｖpmax＝３６.６Ｖ、Ｉpmax＝５.２０Ａの特性を持つ定格１９０Ｗの太陽光パネル１を６枚直列、３枚並列とし、パワーコンディショナ２に接続した場合を想定したシミュレーション結果であり、Ｖpn＝３４０Ｖ、Ｖpvmin＝５０Ｖ、Ｄmax＝８５.３％、検出モードの時間は約１００msである。Ｄutyは検出モード開始点（時間ゼロ）から直線状に上昇している。時間が２０msでＤutyは２０％に達するが、Ｖocは２７１.２Ｖ（＝４５.２×６直）であるため、
Ｖpv＝Ｖpn（１−Ｄuty） …（式３）
から、Ｄutyが２０.２％以上にならないと、Ｖpvは開放電圧のままである。時間が２０ms以上となり、Ｄutyが２０.２％以上になるとＶpvは徐々に直線的に低下し、一方電流Ｉpvは急激に増加する。これに伴い、電力Ｐpvは電流と同様に増加し、Ｄutyが３５％のときに約３４２０Ｗの最大値となる。Ｄutyが３５％以上になると、電流の増加が小さくなり、電圧はリニアに低下するため、電力はほぼリニアに低下していく。ＤutyがＤmaxである８５.３％になると、Ｄutyは一定になり、電圧Ｖpvは５０Ｖになる。

本実施例において、検出モード時のｄｉ／ｄｔはチョークコイル８のインダクタンス値に依存するものではなく、設定するＤutyの増加率に依存するものであるため、チョークコイルのインダクタンス値を自由に選定することが可能となり、小型軽量かつ低コストな太陽光発電システムを実現することができる。

このようにして、本実施例では太陽光パネルの最大電力点を所定時間毎に検出し、パワーコンディショナ２を検出した最大電力点で動作させることができる。

本実施例においては図３に示したように、検出モードにおいても太陽光パネル１の電力はＤＣ−ＤＣコンバータ７から出力され系統連系インバータ１２を経て商用系統３側に出力される。このため、検出精度を向上させるためにｄｉ／ｄｔを小さく、すなわち電流変化の増加率を緩くして検出モードに時間を掛けても太陽光パネルからの電力の損失は最小限に抑えることができる。

なお、本実施例において、パワーＭＯＳＦＥＴ９にスーパージャンクションタイプのパワーＭＯＳＦＥＴ９を用いることはもちろん、ＩＧＢＴやＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチング素子に置き換えても良い。昇圧ダイオード１０にＳｉＣデバイスを適用することも効果的である。ＤＣ−ＤＣコンバータ７の構成は図１に示した昇圧型コンバータが好ましいが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータであってもよい。また、入力フィルタ４は同様の機能、すなわちスイッチング成分の電流が太陽光パネル側に流れるのを防止するとともに、コモンモードノイズを低減する役割の回路構成であれば他の構成としても良い。

また、制御回路１４は同様の機能を持つアナログ回路で構成しても良い。ＰＷＭ回路２２はパルス幅変調制御を行う回路であるが、これはパルス周波数変調制御（ＰＦＭ）やパルス密度変調制御（ＰＤＭ）などで置き換えることもできる。さらに、ＰＩ制御ブロック１９ａ、１９ｂは比例積分制御を行うブロックであるが、前述のようにオペアンプなどのアナログ回路で構成しても良いし、ＰＩＤ（比例積分遅延）制御等に置き換えても良い。

また、本実施例において、時比率発生器１６の初期値をゼロとしたが、この限りではない。時比率発生器１６の初期値をゼロとするのは最大電力点を検出する際のサンプリングにおいて漏れがないようにするという意味も持っているためである。よって、時比率発生器１６の初期値はゼロに限るものではく、ゼロに近い値としても良い。

また、定常モードから検出モードに遷移する時に時比率発生器１６の値を時比率発生器１６の値を徐々に低減させてゼロ、あるいはゼロに近い値に変更してもよい。時比率発生器１６の値を徐々に低減させることで、太陽光パネル１とパワーコンディショナ２の間のケーブルの寄生インダクタンスによる電圧跳ね上がりを防止することができる。

また、Ｄutyをゼロあるいはゼロに近い値から徐々に上昇させていくタイミングはＤutyがゼロあるいはゼロに近い値となっている場合を検出したときでも、一定の時間が経過したときでも、一定のスイッチング回数をカウントしたときでも良い。

また、本実施例において、最大値判定回路２３では、順次入力される（Ｐpv、Ｖin）の組のうちでＰpvがそれまでよりも大きな場合にＰpvを最大電力点Ｐmaxとし、その時のＶinをＶinＭとして記憶しているが、この限りでない。最大電力点Ｐmaxが分かればよいため、最大値判定回路２３にて順次入力される（Ｐpv、Ｖin）の組を全て記憶しておき、記憶した中で最も大きなＰpvを最大電力点Ｐmaxとしても良い。この場合、最大電力点ＰmaxのときのＶinがＶinＭとされ、その後の定常モードはＶinＭとしてＶpmaxを出力する上記の動作の通りである。

また、本実施例においては一定時間経過により定常モードから検出モードへ遷移しているが、この限りではない。定常モードから検出モードへ遷移するタイミングが設けられれば良く、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

また、本実施例においては一定時間経過により検出モードから定常モードへ遷移しているが、この限りではない。検出モードから定常モードへの遷移は、検出モードが終了した段階や最大電力点が検出された段階で行われればよく、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

また、本実施例においては時比率発生器１６においてＤutyおよびＤmaxを定めていったがこの限りではない。

また、本実施例ではＤutyの増加を０から開始としているがこの限りでなく、定常モードから検出モードに切り替えた時点でＤutyがゼロとなりＶocが求められるため、
Ｄuty＝（Ｖpn−Ｖoc）／Ｖpn …（式４）
で求められるＤuty、すなわち図６ではＤutyを０から約２１％にステップ的に増加させ、そこからＤutyを直線的に上昇させてもよい。

次に本発明の実施例２について図１と図７を用いて説明する。なお、実施例１と共通する点は説明を省略する。

図７は本実施例の具体例として、検出モードにおけるＤuty、発電電力、Ｉpv、Ｖpvのそれぞれの時間変化を記載したグラフである。

図７も図６と同様に、Ｖoc＝４５.２Ｖ、Ｉsc＝５.６２Ａ、Ｖpmax＝３６.６Ｖ、Ｉpmax＝５.２０Ａの特性を持つ定格１９０Ｗの太陽光パネル１を６枚直列、３枚並列とし、パワーコンディショナ２に接続した場合を想定したシミュレーション結果であり、Ｖpn＝３４０Ｖ、Ｖpvmin＝５０Ｖ、Ｄmax＝８５.３％、検出モードの時間は約１００msである。

図７が図６と異なる点は、図６ではＤutyの変化を直線状としているのに対し、図７では一次遅れとしている点である。具体的には図１の時比率発生器１６において、Ｄutyの変化を
Ｄuty＝１−ｅｘｐ（−ｔ／τ） …（式５）
として決定する。なおτは一次遅れ時定数であり、本実施例では５０msとした。

本実施例においても、
Ｖpv＝Ｖpn（１−Ｄuty） …（式６）
の関係が成り立つため、Ｄutyが２０％を超過しない１１ms以前はＶpvは開放電圧Ｖocのままとなるが、それ以降は電圧Ｖpvが急速に低下し、電流Ｉpvが急激に立ち上がる。この結果、電力Ｐpvは約２２msの時点で最大値である約３４２０Ｗとなり、その後、徐々に低下する傾向となる。図６と比べると図７の方が電圧変化の開始が早いこと、最大電力に達するまでの時間が短いこと、最大電力点からＤmax点に至るまでの時間が長いことがわかる。

本実施例によれば、検出モードにおいてＤutyの変化を直線的に行うよりも一次遅れ関数でＤutyを変化させることによってより早い時間で最大電力点を検出できる。また、Ｖpvが低下すると太陽光パネル１の特性上、Ｉpvの変化に対するＶpvの変化が大きくなりＤＣ−ＤＣコンバータ７のリプル電流により振動が発生する懸念があるが、本実施例ではこの領域ではＤutyの変化率を抑えている。

なお、最大電力点からの電力の低下を監視しながら、たとえば最大電力から１／３以下の電力に至った段階で検出モードを中断して定常モードに移行しても良い。

次に、本発明の実施例３について図１と図８を用いて説明する。なお、実施例１と共通する点は説明を省略する。

図８は、本実施例の具体例として、検出モードにおけるＤuty、発電電力、Ｉpv、Ｖpvのそれぞれの時間変化を記載したグラフと、系統電圧、系統連系インバータ１２の出力電流の波形を記載した図である。

図８も図６と同様に、Ｖoc＝４５.２Ｖ、Ｉsc＝５.６２Ａ、Ｖpmax＝３６.６Ｖ、Ｉpmax＝５.２０Ａの特性を持つ定格１９０Ｗの太陽光パネル１を６枚直列、３枚並列とし、パワーコンディショナ２に接続した場合を想定したシミュレーション結果であり、Ｖpn＝３４０Ｖ、Ｖpvmin＝５０Ｖ、Ｄmax＝８５.３％である。

この実施例において他の実施例と異なる特徴は、Ｄutyの変化を工夫することにより検出モードにおけるＰpvの時間変化を正弦半波状にしている点と、検出モードのタイミングを系統電圧位相に同期させている点である。

本実施例で解決すべき課題は、検出モードにおいては定常モードと異なり系統側に出力される電力の変動が大きい点を解消することである。

図８において、系統電圧はＡＣ２００Ｖ／５０Hzである。Ｄutyの変化は検出モード開始点で約２１％である。これは直前に定常モードから検出モードに遷移した際に開放電圧Ｖocを計測し、これとＶpnから、
Ｄuty＝（Ｖpn−Ｖoc）／Ｖpn …（式７）
により求める。Ｄutyは図示のように懸垂線状に増加させ、２.５msで２７％、５msで３６％、７.５msで４９％、１０msで８５％と変化させる。これにより、太陽光パネル１が定格出力可能な状態の場合には、Ｐpvは１０msの時に最大電力点をとる正弦半波に近い形状となる。

一方、本実施例では検出モードを１０ms間とし、検出モードの開始点と終了点を系統電圧のゼロクロス点にほぼ同期させることを提案する。これにより、系統への電力供給が０となるゼロクロス点で発電電力Ｐpvが最も低くなり、反対に系統への電力供給が最も大きくなる位相９０度（５ms時）にＰpvが最も大きくなる。この結果、図１に示すコンデンサ１１（Ｃpn）においては、太陽光パネル１側から流入する電力と系統連系インバータ１２側に出力する電力の差異は他のパターンで検出する場合に比べて小さく抑えることができる。この結果、検出モードの前後においてパワーコンディショナ２から商用系統３に出力する電力の変動を抑制することができる。

１ 太陽光パネル
２ パワーコンディショナ
３ 商用系統
４ 入力フィルタ
５ａ、５ｂ コモンモードチョーク
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ フィルタコンデンサ
７ ＤＣ−ＤＣコンバータ
８ チョークコイル
９ パワーＭＯＳＦＥＴ
１０ 昇圧ダイオード
１１ コンデンサ
１２ 系統連系インバータ
１３ 電流センサ
１４ 制御回路
１５ａ、１５ｂ 分圧抵抗
１６ 時比率発生器
１７ モード切替器
１８ａ、１８ｂ 減算器
１９ａ、１９ｂ ＰＩ制御ブロック
２０ 乗算器
２１ａ、２１ｂ ＡＤ変換器
２２ ＰＷＭ回路
２３ 最大値判定回路
２４ ドライバ
２５ 入力電圧指令値

Claims (5)

1. 太陽光パネルと、
   該太陽光パネルの出力電力を検出する電力検出手段と、
   スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記太陽光パネルの出力電圧を
   変換した電圧の電力を出力する電力変換手段と、
   前記電力検出手段の出力が入力されるとともに、前記スイッチング素子を制御する制御手段と、
   を備えた太陽光発電システムであって、
   前記制御手段は、オープンループで前記スイッチング素子を制御するとともに、前記スイッチング素子を駆動する時比率を０％と所定の上限値の間で変化させ、
   その過程で前記太陽光パネルの最大電力点を検出することを特徴とする太陽光発電システム。
2. 請求項１に記載の太陽光発電システムにおいて、
   前記所定の上限値は、８０〜９０％であることを特徴とする太陽光発電システム。
3. 請求項１または２に記載の太陽光発電システムにおいて、
   前記スイッチング素子を駆動する時比率を変化させる過程では、該時比率を０％から前記所定の上限値まで単調増加させることを特徴とする太陽光発電システム。
4. 請求項１または２に記載の太陽光発電システムにおいて、
   前記スイッチング素子を駆動する時比率を変化させる過程では、該時比率を前記所定の上限値から０％まで単調減少させることを特徴とする太陽光発電システム。
5. 太陽光パネルと、
   該太陽光パネルの出力電力を検出する電力検出手段と、
   スイッチング素子のオン・オフ動作によって前記太陽光パネルの出力電圧を
   変換した電圧の電力を出力する電力変換手段と、
   前記電力検出手段の出力が入力されるとともに、前記スイッチング素子を制御する制御手段と、
   を備えた太陽光発電システムであって、
   前記制御手段は、前記スイッチング素子を駆動する時比率を変化させて、
   その過程で前記太陽光パネルの最大電力点を検出させるとともに、
   前記検出は系統電圧のゼロクロスに同期させて系統電圧の半周期間で行うことを特徴と
   する太陽光発電システム。