CN103401544B - 用于充电管理芯片外部高压nmos管的驱动电路 - Google Patents
用于充电管理芯片外部高压nmos管的驱动电路 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种用于充电管理芯片外部高压NMOS管的驱动电路,主要解决现有高压NMOS管驱动电路无法保证高压NMOS管栅源电压差恒定芯片面积大电路复杂的问题。本发明包括电荷泵单元1,电压差采样单元2和电流控制振荡器3。该电荷泵单元1产生驱动信号给外部高压NMOS管;电压差采样单元2,采样该驱动信号与充电管理芯片输入电压之间的电压差,并将此电压差转换为电流信号与基准电流信号做差,得到电流控制信号输出给电流控制振荡器3;电流控制振荡器3,根据电流控制信号的大小不同,产生不同频率方波信号给电荷泵单元1,形成负反馈环路。本发明有效地保证了外部高压NMOS管栅源电压差恒定,简化了电路,节省了芯片面积,可用于充电管理芯片外部高压NMOS管。
Description
技术领域
本发明属于电子电路技术领域,涉及模拟集成电路,特别是一种高压NMOS管的驱动电路,可用于充电管理芯片。
背景技术
在电源管理领域,通常采用高压MOS管作为充电管理芯片的电源开关,高压NMOS管因其导通电阻小而被广泛使用。但要使高压NMOS管完全导通,则需要在不损坏高压NMOS管的情况下使其栅源电压差尽量的高,通常该栅源电压差不超过6V。然而当高压NMOS管作为电源开关时,其源极通常接充电管理芯片的输入电压VIN,因此如何产生一个比输入电压VIN更高的稳定直流电压成为一个重要的挑战。
电荷泵技术广泛应用于充电管理芯片,用于产生比充电管理芯片输入电压VIN还要高的电压。图1显示了传统的高压NMOS管的驱动电路。当电路工作时,压控振荡器产生两个相位相反的方波信号CLK1和CLK2,输出给电荷泵单元;电荷泵单元产生一个比充电管理芯片输入电压VIN更高的驱动信号VDRV,驱动信号VDRV与输入电压VIN之间的电压差不超过6V;驱动信号VDRV经分压电阻R1和R2分压后得到反馈电压VFB,并输出给误差放大器;误差放大器对反馈电压VFB与充电管理芯片内部基准电压信号VREF进行比较,并输出控制信号VC给压控振荡器。当驱动信号VDRV升高时,反馈电压VFB大于基准电压信号VREF,误差放大器输出的控制信号VC减小,压控振荡器输出的方波信号CLK1和CLK2的频率降低,驱动信号VDRV减小;当驱动信号VDRV降低时,反馈电压VFB小于基准电压信号VREF,误差放大器输出的控制信号VC增大,压控振荡器输出的方波信号CLK1和CLK2的频率增大,驱动信号VDRV升高;从而构成负反馈,使输出电压稳定。
然而上述这种传统的高压NMOS管驱动电路存在以下缺陷:
1.由于其输出的驱动信号VDRV是固定的,因此无法保证驱动信号VDRV与输入电压VIN之间的电压差恒定,即无法保证高压NMOS管的栅源电压差恒定。当输入电压VIN较高时,高压NMOS管的栅源电压差较低,高压NMOS管不能完全导通。
2.由于其中的压控振荡器产生的方波信号CLK1和CLK2,其高电平为电源管理芯片的输入电压VIN,低电平为地;由于电荷泵单元中的器件均为低压器件,因此该高压NMOS管驱动电路不能在输入电压VIN为高压的情况下正常工作。
3.由于其中的电荷泵单元的输出电流能力很小,在电源管理芯片内部使用的采样电阻会额外增加一部分电流损耗,若要减小电流损耗,必须增大采样电阻,因此会增加芯片面积。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有高压NMOS管驱动电路的不足,提供一种用于充电管理芯片外部高压NMOS管的驱动电路,通过对驱动信号与电源管理芯片输入电压之间的电压差进行采样,保证高压NMOS管栅源电压差恒定,降低电路复杂性,减少芯片面积。
为实现上述目的,本发明包括电荷泵单元1,用于产生高于充电管理芯片输入电压VIN的驱动信号VDRV;其特征在于:还包括电压差采样单元2和电流控制振荡器3;
所述电压差采样单元2,用于采样电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差,并将该电压差转换为电流信号与充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF做差,得到电流控制信号IOSC输出给电流控制振荡器3;
所述电流控制振荡器3,用于产生两个相位相反非重叠的方波信号CLK1和CLK2,并输出给电荷泵单元1,形成负反馈环路,以保证驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差恒定。
上述外部高压NMOS管的驱动电路,其中电压差采样单元2,包括1个高压PMOS管M205,1个高压NMOS管M212,6个低压PMOS管M206~M211和4个低压NMOS管M201~M204;
所述高压NMOS管M212和高压PMOS管M205均为源、漏极之间耐压值大于30V的器件;
所述6个低压PMOS管M206~M211,共分成两组,其中4个低压PMOS管M208~M211用于电压采样,2个低压PMOS管M206和M207用于构成电流镜;该4个低压PMOS管M208~M211,其栅极分别与自身漏极相连,构成4个二极管,这4个二极管串联连接,且低压PMOS管M209的源极与电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV相连,低压PMOS管M211的漏极连接到高压PMOS管M205的源极;该2个低压PMOS管M206和M207,其源极均与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连;其栅极相连,构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M206的漏极与自身栅极相连作为电流镜的输入,低压PMOS管M207的漏极作为有源电流镜的输出连接到高压NMOS管M212的源极;
所述高压PMOS管M205,其栅极与充电管理芯片输入电压VIN相连接,其漏极连接到低压NMOS管M201的漏极;
所述4个低压NMOS管M201~M204,分别构成两个有源电流镜;低压NMOS管M201与M202的栅极相连,构成第一有源电流镜结构,且低压NMOS管M201的漏极与自身栅极相连作为第一有源电流镜的输入,低压NMOS管M202的漏极作为第一有源电流镜的输出连接到低压PMOS管M206的漏极;低压NMOS管M203与M204的栅极相连,构成第二有源电流镜结构,且低压NMOS管M204的漏极与栅极相连作为第二有源电流镜的输入,并与充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF相连;低压NMOS管M203的漏极作为第二有源电流镜的输出连接到高压NMOS管M212的源极;
所述高压NMOS管M212,其栅极与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连;其漏极输出电流控制信号IOSC给电流控制振荡器3。
上述外部高压NMOS管的驱动电路,其中电流控制振荡器3,包括逻辑低电平产生模块31和方波信号产生模块32;
所述逻辑低电平产生模块31,通过箝位结构,产生一个与充电管理芯片输入电压VIN具有固定压差的电压信号V1,为方波信号产生模块32提供逻辑低电平;
所述方波信号产生模块32,根据电压差采样单元2输入的电流控制信号IOSC的不同,输出不同频率的方波信号CLK1和CLK2。
上述外部高压NMOS管的驱动电路,其特征在于电荷泵单元1,采用多级迪克森电荷泵电路或多级交叉耦合电荷泵实现。
本发明与现有技术相比具有以下优点:
1.本发明由于采用二极管连接的PMOS管对驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差进行采样,使得驱动信号VDRV与输入电压VIN之间电压差的恒定,且与输入电压VIN无关,解决了传统驱动电路无法保证高压NMOS管的栅源电压差恒定的问题。
2.本发明采用二极管连接的PMOS管作为采样结构,由于该采样结构产生的采样电流非常小,避免了使用大采样电阻带来的面积损耗。
3.本发明中电流控制振荡器输出的方波信号CLK1和CLK2,由于其逻辑高电平与逻辑低电平之间的电压差与充电管理芯片的输入电压VIN无关,因此本发明电路在输入电压VIN为高压时,低压器件构成的电荷泵单元仍能正常工作,解决了传统驱动电路不能在高压输入情况下正常工作的问题。
附图说明
图1是传统的高压NMOS管驱动电路的方框图;
图2是本发明的外部高压NMOS管驱动电路的方框图;
图3是本发明第一实施例中电荷泵单元电路原理图;
图4是本发明第一实施例中电压差采样单元电路原理图;
图5是本发明第一实施例中电流控制振荡器电路原理图;
图6是本发明第二实施例中电荷泵单元电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。
实施例1:
参照图2,本发明的外部高压NMOS管的驱动电路包括:电荷泵单元1,电压差采样单元2和电流控制振荡器3。其中电荷泵单元1,用于产生高于充电管理芯片输入电压VIN的驱动信号VDRV给外部高压NMOS管。电压差采样单元2,对电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差进行采样,并将该电压差转换为电流信号与充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF做差,得到电流控制信号IOSC输出给电流控制振荡器3。电流控制振荡器3,根据电流控制信号IOSC的大小不同,产生不同频率方波信号CLK1和CLK2给电荷泵单元1,形成负反馈环路,以保证驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差恒定。
参照图3,本实施例的电荷泵单元1采用四级迪克森电荷泵实现,它包括:5个低压NMOS管M101~M105和四个泵电容CPUMP1~CPUMP4。该5个低压NMOS管M401~M405,其栅极分别与自身漏极相连,构成5个二极管,这5个二极管串联连接;且低压NMOS管M101的漏极与充电管理芯片的输入电压VIN相连,低压NMOS管M105的源极输出驱动信号VDRV给外部高压NMOS管。低压NMOS管M402的漏极与第一泵电容CPUMP1的一端相连,该第一泵电容CPUMP1的另一端与电流控制振荡器3输入方波信号CLK1相连;低压NMOS管M103的漏极与第二泵电容CPUMP2的一端相连,该第二泵电容CPUMP2的另一端与电流控制振荡器3输入方波信号CLK2相连;低压NMOS管M104的漏极与第三泵电容CPUMP3的一端相连,该第三泵电容CPUMP3的另一端与电流控制振荡器3输入方波信号CLK1相连;低压NMOS管M105的漏极与第四泵电容CPUMP4的一端相连,该第四泵电容CPUMP4的另一端与电流控制振荡器3输入方波信号CLK2相连。
当电流控制振荡器3输入的方波信号CLK1和CLK2的频率增大时,电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV升高;反之,电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV降低。
参照图4,本发明的电压差采样单元2,包括1个高压PMOS管M205,1个高压NMOS管M212,6个低压PMOS管M206~M211和4个低压NMOS管M201~M204;其中:
高压NMOS管M212和高压PMOS管M205均为源、漏极之间耐压值大于30V的器件。
低压PMOS管M208~M211用于采样电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差,其栅极分别与自身漏极相连,构成4个二极管,这4个二极管串联连接,且低压PMOS管M209的源极与电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV相连,低压PMOS管M211的漏极连接到高压PMOS管M205的源极。
低压PMOS管M206和M207,其源极均与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连,其栅极相连,构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M206的漏极与自身栅极相连作为电流镜的输入,低压PMOS管M207的漏极作为有源电流镜的输出连接到高压NMOS管M212的源极。
高压PMOS管M205,其栅极与充电管理芯片输入电压VIN相连接,其漏极连接到低压NMOS管M201的漏极。
低压NMOS管M201与M202,其源极连接到地,其栅极相连,构成第一有源电流镜结构,且低压NMOS管M201的漏极与自身栅极相连作为第一有源电流镜的输入,低压NMOS管M202的漏极作为第一有源电流镜的输出连接到低压PMOS管M206的漏极。
低压NMOS管M203与M204,其源极连接到地,其栅极相连,构成第二有源电流镜结构,且低压NMOS管M204的漏极与栅极相连作为第二有源电流镜的输入,并与充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF相连,低压NMOS管M203的漏极作为第二有源电流镜的输出连接到高压NMOS管M212的源极。
高压NMOS管M212,其栅极与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连;其漏极输出电流控制信号IOSC给电流控制振荡器3。
当电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV电压比较低时,低压PMOS管M208~M211截止,流过低压NMOS管M201的电流基本为零,此时电压差采样单元2输出的电流控制信号IOSC等于充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF。当电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV电压升高,低压PMOS管M208~M211进入饱和区,流过低压NMOS管M201的电流增加,此时电压差采样单元2输出的电流控制信号IOSC等于基准电流信号IREF与流过低压NMOS管M201的电流之差。
参照图5,本发明的电流控制振荡器3,包括逻辑低电平产生模块31和方波信号产生模块32;
所述逻辑低电平产生模块31,包括2个高压NMOS管M319、M320,1个高压PMOS管M321,7个低压PMOS管M301~M307和7个低压NMOS管M311~M317;其中:
2个高压NMOS管M319、M320和1个高压PMOS管M321均为源、漏极之间耐压值大于30V的器件;
低压PMOS管M301~M303,其源极与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连,其栅极相连构成有源电流镜,且低压PMOS管M301的漏极与栅极相连作为有源电流镜的输入,并与充电管理芯片内部产生的偏置电流I相连,低压PMOS管M302的漏极作为有源电流镜的第一输出与低压NMOS管M311的漏极相连,低压PMOS管M303的漏极作为有源电流镜的第二输出连接到低压NMOS管M315的漏极。
低压PMOS管M304~M307,其栅极分别与自身漏极相连,构成4个二极管,这4个二极管串联连接构成箝位结构,且低压PMOS管M304的源极与充电管理芯片的输入电压VIN相连,低压PMOS管M307的漏极输出箝位电压VC。由于该低压PMOS管M304~M307的尺寸相同,故低压PMOS管M304~M307栅源电压差相等,则箝位电压VC可表示为:
VC=VIN-4VGS(1),其中,VGS为低压PMOS管M304~M307栅源电压差。
高压NMOS管M319和M320,其栅极均连接充电管理芯片内部产生的电源VCCA;其漏极分别连接箝位电压VC和电压信号V1;
低压NMOS管M311~M313,其源极均连接到地,其栅极相连,构成有源电流镜,且低压NMOS管M311的漏极与栅极相连作为有源电流镜的输入,低压NMOS管M312的漏极作为有源电流镜的第一输出连接到高压NMOS管M319的源极,低压NMOS管M313的漏极作为有源电流镜的第二输出与低压NMOS管M314的源极相连。
低压NMOS管M314的漏极与低压NMOS管M315的栅极共同连接到高压NMOS管M319的源极;低压NMOS管M314的栅极与低压NMOS管M315的漏极相连;低压NMOS管M315的源极连接到地。
低压NMOS管M316,其栅极与低压NMOS管M315的漏极相连;其源极连接到地;其漏极连接到高压NMOS管M320的源极。
低压NMOS管M317与高压PMOS管M321,其栅极共同连接箝位电压VC;其漏极分别与充电管理芯片的输出电压VIN和地相连接;其源极相连,并输出电压信号V1为方波信号产生模块32提供逻辑低电平,即
V1=VIN-3VGS(2)。
所述方波信号产生模块32,包括3个低压PMOS管M308~M310,1个低压NMOS管M318,9个反相器INV1~INV9,2个或非门NOR1和NOR2,及充电电容C1。其中:
9个反相器和2个或非门,其逻辑高电平连接充电管理芯片的输入电压VIN;其逻辑低电平连接逻辑低电平产生模块31输入的电压信号V1。
低压PMOS管M308与M309,其源极连接充电管理芯片的输入电压VIN,其栅极相连构成有源电流镜;该低压PMOS管M308的漏极与自身栅极相连作为有源电流镜的输入,并连接电压差采样单元2输入的电流控制信号IOSC,该低压PMOS管M309的漏极作为电流镜的输出连接到低压PMOS管M310的源极。
低压PMOS管M310与低压NMOS管M318,其栅极共同与时钟信号OSC相连接,其漏极相连并连接到反相器INV1的输入端;低压NMOS管M318的源极连接逻辑低电平产生模块31输入的电压信号V1。
充电电容C1,一端连接反相器INV1的输入端,另一端与逻辑低电平产生模块31输入的电压信号V1相连。
反相器INV1~INV4,串联连接,且反相器INV4的输出信号即为时钟信号OSC。
当时钟信号OSC为低电平时,低压PMOS管M310导通,电压差采样单元2输入的电流控制信号IOSC通过有源电流镜为充电电容C1充电,充电电容C1上的电压线性增加;当充电电容C1上的电压达到反相器INV1的阈值电压时,时钟信号OSC变成高电平,同时低压PMOS管M320截止,低压NMOS管M321导通,充电电容C1上的电荷被迅速放掉,此时时钟信号OSC变为低电平,以此重复。假设有源电流镜的镜像比例为n,即低压PMOS管M308与M309的宽长比相等,且M308的管子个数是M309的n倍;忽略充电电容C1的放电时间,则时钟信号OSC的周期为
其中U为反相器的阈值电压,td为反相器的延时。由公式(3)可以看出时钟信号OSC的周期与电流控制信号IOSC成反比,即时钟信号OSC的频率f与电流控制信号IOSC成正比。
或非门NOR1和或非门NOR2组成RS触发器,该或非门NOR1的第一输入端与时钟信号OSC相连,其第二输入端连接到或非门NOR2的输出端,其输出端通过反相器INV6和INV7输出方波信号CLK1给电荷泵单元1。或非门NOR2的第一输入端连接到或非门NOR1的输出端,其第二输入端连接到反相器INV5的输出端,该反相器的输入端连接时钟信号OSC,或非门NOR2的输出端通过反相器INV8和INV9输出方波信号CLK2给电荷泵单元1。该方波信号CLK1和CLK2为两个非重叠的时钟信号,其频率与时钟信号OSC相等,即方波信号CLK1和CLK2的频率与电压差采样单元输入的电流控制信号IOSC成正比。此外方波信号CLK1和CLK2的逻辑高电平为充电管理芯片的输入电压VIN,逻辑低电平连接逻辑低电平产生模块31输入的电压信号V1,使得方波信号CLK1和CLK2的逻辑高电平与逻辑低电平之间的电压差为3VGS。
实施例2:
本发明的电压差采样单元2和电流控制振荡器3与实施例1相同。
参照图6,本发明的电荷单元采用两级交叉耦合电荷泵实现。它包括:4个低压NMOS管M401~M402、M405~M406,4个低压PMOS管M403~M404、M407~M408和4个泵电容CPUMP1~CPUMP4。其中:
低压NMOS管M401~M402,低压PMOS管M403~M404和泵电容CPUMP1~CPUMP2,共同构成第一级交叉耦合电荷泵。该低压NMOS管M401与M402的源极与充电管理芯片的输入电压VIN相连,低压NMOS管M401的栅极与低压NMOS管M402的漏极相连,低压NMOS管M402的栅极与低压NMOS管M401的漏极相连。低压PMOS管M403与M404的漏极相连,并连接到第二级交叉耦合电荷泵,低压PMOS管M403的栅极与源极分别和低压NMOS管M401的栅极和漏极相连,低压PMOS管M404的栅极和源极分别与低压NMOS管M402的栅极和漏极相连。泵电容CPUMP1一端到PMOS管M403的源极,另一端与电流控制振荡器3输入的方波信号CLK1相连,泵电容CPUMP2一端接到PMOS管M404的源极,另一端与电流控制振荡器3输入的方波信号CLK2相连。
低压NMOS管M405~M406,低压PMOS管M407~M408和泵电容CPUMP3~CPUMP4,共同构成第二级交叉耦合电荷泵。该低压NMOS管M405与M406的源极与第一级交叉耦合电荷泵中的低压PMOS管M403与M404的漏极相连,低压NMOS管M405的栅极与低压NMOS管M406的漏极相连,低压NMOS管M406的栅极与低压NMOS管M405的漏极相连。低压PMOS管M407与M408的漏极相连,并输出驱动信号VDRV,低压PMOS管M407的栅极和源极分别与低压NMOS管M405的栅极和漏极相连,低压PMOS管M408的栅极与源极分别与低压NMOS管M406的栅极和漏极相连。泵电容CPUMP3一端接到PMOS管M407的源极,另一端与电流控制振荡器3输入的方波信号CLK1相连,泵电容CPUMP4一端接到PMOS管M408的源极,另一端与电流控制振荡器3输入的方波信号CLK2相连。
当流控制振荡器3输入的方波信号CLK1和CLK2的频率增大时,电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV升高;反之,电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV降低。
结合实施例1和实施例2,本发明的具体工作原理如下:
正常工作时,当电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV电压降低时,电压差采样单元2中PMOS采样管的采样电流降低,电压差采样单元2输出的电流控制信号IOSC等于充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF与流过采样电流之差,即电流控制信号IOSC增大,电流控制振荡器3产生的方波信号CLK1和CLK2的频率升高,电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV电压升高;当电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV电压升高时,电压差采样单元2中PMOS采样管的采样电流增大,电压差采样单元2输出的电流控制信号IOSC等于充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF与流过采样电流之差,即电流控制信号IOSC减小,电流控制振荡器3产生的方波信号CLK1和CLK2的频率降低,电荷泵单元1输出的驱动信号VDRV电压降低,以保证驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差恒定。
以上仅是本发明的两个最佳实例,不构成对本发明的任何限制,显然在本发明的构思下,可以对其电路进行不同的变更与改进,但这些均在本发明的保护之列。
Claims (5)
1.一种用于充电管理芯片外部高压NMOS管的驱动电路,包括电荷泵单元(1),用于产生高于充电管理芯片输入电压VIN的驱动信号VDRV;其特征在于:还包括电压差采样单元(2)和电流控制振荡器(3);
所述电压差采样单元(2),用于采样电荷泵单元(1)输出的驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差,并将该电压差转换为电流信号与充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF做差,得到电流控制信号IOSC输出给电流控制震荡器(3);该电压差采样单元(2),包括1个高压PMOS管M205,1个高压NMOS管M212,6个低压PMOS管M206~M211和4个低压NMOS管M201~M204;
所述高压NMOS管M212和高压PMOS管M205均为源、漏极之间耐压值大于30V的器件;
所述6个低压PMOS管M206~M211,共分成两组,其中4个低压PMOS管M208~M211用于电压采样,2个低压PMOS管M206和M207用于构成电流镜;该4个低压PMOS管M208~M211,其栅极分别与自身漏极相连,构成4个二极管,这4个二极管串联连接,且低压PMOS管M209的源极与电荷泵单元(1)输出的驱动信号VDRV相连,低压PMOS管M211的漏极连接到高压PMOS管M205的源极;该2个低压PMOS管M206和M207,其源极均与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连;其栅极相连,构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M206的漏极与自身栅极相连作为电流镜的输入,低压PMOS管M207的漏极作为有源电流镜的输出连接到高压NMOS管M212的源极;
所述高压PMOS管M205,其栅极与充电管理芯片输入电压VIN相连接,其漏极连接到低压NMOS管M201的漏极;
所述4个低压NMOS管M201~M204,分别构成两个有源电流镜;低压NMOS管M201与M202的栅极相连,构成第一有源电流镜结构,且低压NMOS管M201的漏极与自身栅极相连作为第一有源电流镜的输入,低压NMOS管M202的漏极作为第一有源电流镜的输出连接到低压PMOS管M206的漏极;低压NMOS管M203与M204的栅极相连,构成第二有源电流镜结构,且低压NMOS管M204的漏极与栅极相连作为第二有源电流镜的输入,并与充电管理芯片内部产生的基准电流信号IREF相连;低压NMOS管M203的漏极作为第二有源电流镜的输出连接到高压NMOS管M212的源极;所述高压NMOS管M212,其栅极与充电管理芯片内部产生的电源VCCA相连;其漏极输出电流控制信号IOSC给电流控制振荡器(3);
所述电流控制振荡器(3),用于产生两个相位相反非重叠的方波信号CLK1和CLK2,并输出给电荷泵单元(1),形成负反馈环路,以保证驱动信号VDRV与充电管理芯片输入电压VIN之间的电压差恒定。
2.根据权利要求1所述的外部高压NMOS管的驱动电路,其特征在于电流控制振荡器(3),包括逻辑低电平产生模块(31)和方波信号产生模块(32);
所述逻辑低电平产生模块(31),通过箝位结构,产生一个与充电管理芯片输入电压VIN具有固定压差的电压信号V1,为方波信号产生模块(32)提供逻辑低电平;
所述方波信号产生模块(32),根据电压差采样单元(2)输入的电流控制信号IOSC的不同,输出不同频率的方波信号CLK1和CLK2。
3.根据权利要求2所述的外部高压NMOS管的驱动电路,其特征在于电流控制振荡器(3)中的逻辑低电平产生模块(31),包括2个高压NMOS管M319、M320,1个高压PMOS管M321,7个低压PMOS管M301~M307和7个低压NMOS管M311~M317;
所述2个高压NMOS管M319、M320和1个高压PMOS管M321均为源、漏极之间耐压值大于30V的器件;
所述7个低压PMOS管M301~M307,共分为两组,其中3个低压PMOS管M301~M303用于构成电流镜,4个低压PMOS管M304~M307用于构成箝位结构;该3个低压PMOS管M301~M303的栅极相连构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M301的漏极与栅极相连作为有源电流镜的输入,并与充电管理芯片内部产生的偏置电流I相连,低压PMOS管M302的漏极作为有源电流镜的第一输出与低压NMOS管M311的漏极相连,低压PMOS管M303的漏极作为有源电流镜的第二输出连接到低压NMOS管M315的漏极;该4个低压PMOS管M304~M307,其栅极分别与自身漏极相连,构成4个二极管,这4个二极管串联连接构成箝位结构,且低压PMOS管M304的源极与充电管理芯片的输入电压VIN相连,低压PMOS管M307的漏极输出箝位电压VC;
所述2个高压NMOS管M319和M320,其栅极均连接充电管理芯片内部产生的电源VCCA;其漏极分别连接箝位电压VC和电压信号V1;
所述的7个低压NMOS管M311~M317其连接关系如下:
低压NMOS管M311~M313,其栅极相连,构成有源电流镜;其源极均连接到地;低压NMOS管M311的漏极与栅极相连作为有源电流镜的输入;低压NMOS管M312的漏极作为有源电流镜的第一输出连接到高压NMOS管M319的源极;低压NMOS管M313的漏极作为有源电流镜的第二输出与低压NMOS管M314的源极相连;
低压NMOS管M314的漏极与低压NMOS管M315的栅极共同连接到高压NMOS管M319的源极;低压NMOS管M314的栅极与低压NMOS管M315的漏极相连;低压NMOS管M315的源极连接到地;
低压NMOS管M317与高压PMOS管M321,其栅极共同连接箝位电压VC;其漏极分别与充电管理芯片的输出电压VIN和地相连接;其源极相连,并输出电压信号V1为方波信号产生模块(32)提供逻辑低电平;
低压NMOS管M316,其栅极与低压NMOS管M315的漏极相连;其源极连接到地;其漏极连接到高压NMOS管M320的源极。
4.根据权利要求2所述的外部高压NMOS管的驱动电路,其特征在于电流控制振荡器(3)中的方波信号产生模块(32),包括3个低压PMOS管M308~M310,1个低压NMOS管M318,9个反相器INV1~INV9,2个或非门NOR1和NOR2,及充电电容C1;
所述9个反相器和2个或非门,其逻辑高电平连接充电管理芯片的输入电压VIN;其逻辑低电平连接逻辑低电平产生模块(31)输入的电压信号V1;
所述低压PMOS管M308与M309,其源极连接充电管理芯片的输入电压VIN,其栅极相连构成有源电流镜;该低压PMOS管M308的漏极与自身栅极相连作为有源电流镜的输入,并连接电压差采样单元(2)输入的电流控制信号IOSC,该低压PMOS管M309的漏极作为电流镜的输出连接到低压PMOS管M310的源极;
所述低压PMOS管M310与低压NMOS管M318,其栅极共同与时钟信号OSC相连接,其漏极相连并连接到反相器INV1的输入端;低压NMOS管M318的源极连接逻辑低电平产生模块(31)输入的电压信号V1;
所述充电电容C1,一端连接反相器INV1的输入端,另一端与逻辑低电平产生模块(31)输入的电压信号V1相连;
所述反相器INV1~INV4,串联连接,且反相器INV4的输出信号即为时钟信号OSC,并连接到反相器INV5的输入端;
所述或非门NOR1和或非门NOR2组成RS触发器,该或非门NOR1的第一输入端和或非门NOR2的第二输入端作为RS触发器的两个输入端,分别与时钟信号OSC和反相器INV5的输出端相连,该或非门NOR1和或非门NOR2的输出端作为RS触发器的两个输出端,分别连接到反相器INV6和反相器INV8的输入端;
所述反相器INV6的输出端通过反相器INV7输出方波信号CLK1给电荷泵单元(1);
所述反相器INV8的输出端通过反相器INV9输出方波信号CLK2给电荷泵单元(1)。
5.根据权利要求1所述的外部高压NMOS管的驱动电路,其特征在于电荷泵单元(1),采用多级迪克森电荷泵电路或多级交叉耦合电荷泵实现。
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