CN103368477A - 同步电动机的驱动装置以及使用该驱动装置的送风装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种同步电动机的驱动装置以及使用该驱动装置的送风装置，能够在不依赖于转子相位的推定方法的精度的情况下进行失步检测以及失步防止。对同步电动机进行驱动的同步电动机的驱动装置具备：将直流电源的直流电力变换成交流电力的逆变器、对所述逆变器进行控制的逆变器控制单元、和对所述逆变器的有功功率进行检测的有功功率检测单元，利用由所述同步电动机的特性值和所述逆变器控制单元的设定值所决定的功率基准值，在由所述有功功率检测单元检测的有功功率成为所述功率基准值以上时，所述逆变器控制单元使所述逆变器停止。

Description

同步电动机的驱动装置以及使用该驱动装置的送风装置

技术领域

本发明涉及同步电动机的驱动装置，尤其涉及同步电动机的无位置传感器控制中的失步(同步脱离)检测以及失步防止。 

背景技术

作为对同步电动机廉价且牢固地驱动的技术，有无位置传感器控制。在无位置传感器控制中，基于在同步电动机中流动的电流或被施加的电压来推定转子相位。由于无需装配位置传感器，因此在耐环境性、节省空间性的方面优越。另一方面，由于无法直接地获得位置信息，因此重要的是失步检测以及失步防止。 

所谓失步，是指在对逆变器的输出电压施加过大的负载转矩的情况下等，转子相位推定值与真值之差变得极大，从而无位置传感器控制变得不稳定。若出现失步，则由于同步电动机不能输出转矩，因此因负载转矩而被减速，不久会停止。此时，为了防止驱动装置的发热、故障，期望尽早进行失步检测。 

另一方面，在对逆变器的输出电压施加较小的负载转矩的情况下，期望抗衡负载转矩而输出电动机转矩，以防止失步。由此，只要不超过驱动装置的额定值，就能够相对于负载转矩而言可靠(robust：相对于因外在原因所引起的变化的牢固性)地继续正常运转。 

在专利文献1中公开了如下技术：将逆变器的输出电压除以同步电动机的阻抗(失步时的平均值)而得到的值设为电流基准值，在电流检测值超过了电流基准值的情况下判定为失步。 

此外，在专利文献2中公开了如下技术：在电流检测值的特定频率成分超过了规定基准值的情况下判定为失步。 

在先技术文献 

专利文献 

专利文献1：日本特开2007-282467号公报 

专利文献2：日本特开2006-304412号公报 

发明要解决的课题 

然而，在专利文献1所公开的技术中，电流基准值相当于在由于负载转矩而使得同步电动机停止的情况下所流动的电流。因此，如果减速到电动机停止或者眼看就要停止，则能够进行失步检测。但是，反言之，存在即便负载转矩被施加之后不久发生失步但直到停止为止无法进行失步检测的课题。此外，在专利文献2所公开的技术中，电流检测值在正常驱动时为一定值，且在失步时包括特定频率成分。特定频率成分因逆变器频率指令与电动机频率之差而引起，且如果其差变大则能够进行失步检测。但是，反言之，存在直到因失步而引起电动机频率从逆变器频率指令值脱离某种程度为止无法进行失步检测的课题。 

此外，在专利文献1以及专利文献2中，从发生失步之后到检测失步为止会产生延迟。此外，不存在失步前的特殊功能，故存在无法防失步于未然的课题。 

发明内容

本发明是鉴于上述课题而完成的，其目的在于提供一种在不依赖于转子相位的推定方法的精度的情况下能够进行失步检测以及失步防止的同步电动机的驱动装置。 

用于解决课题的技术方案 

为了解决上述课题并达成本发明的目的，按如下方式构成。 

即、本发明的同步电动机的驱动装置对同步电动机进行驱动，其特征在于，所述同步电动机的驱动装置具备：将直流电源的直流电力变换成交流电力的逆变器、对所述逆变器进行控制的逆变器控制单元、和对所述逆变器的有功功率进行检测的有功功率检测单元，利用由所述同步电动机的特性值和所述逆变器控制单元的设定值所决定的功率基准值，在由所述有功功率检测单元检测的有功功率成为所述功率基准值以上时，所述逆变器控制单元使所述逆变器停止。 

此外，其他技术方案在用于实施发明的方式中进行说明。 

发明效果 

以上，根据本发明，可提供一种能够在不依赖于转子相位的推定方法的精度的情况下进行失步检测以及失步防止的同步电动机的驱动装置。 

附图说明

图1是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式的构成的图。 

图2是表示同步电动机中的电压·电流的关系的矢量图。 

图3是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式中的母线电流IDC的波形的图，图3(a)是假定了U相电流Iu和W相电流的反符号值-Iw的电流波形，图3(b)表示包括U相电流Iu和W相电流的反符号值-Iw的噪声在内的实际被观察的电流波形。 

图4是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式的失步时的模拟结果的图，图4(a)表示频率，图4(b)表示转矩，图4(c)表示功率，图4(d)表示电流。 

图5是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式中的电动机电流检测单元的构成、和逆变器控制单元的一部分的关系的图。 

图6是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式中的正常运转时的模拟结果的图，图6(a)表示频率，图6(b)表示转矩，图6(c)表示功率，图6(d)表示电流。 

图7是表示同步电动机中的电动机频率ω与最大转矩τM的关系的特性图。 

图8是表示同步电动机中的电动机电压V1与最大转矩τM的关系的特性图。 

图9是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式中的直流电压控制单元的电路构成和直流电源的连接的图。 

图10是放大了图6(d)的电流波形的微细部分的图。 

图11是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第2实施方式中的同步电动机的驱动装置的构成的图。 

图12是表示本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第2实施方式中 的同步电动机的重新启动时的频率波形的图。 

图13是表示采用本发明涉及的同步电动机的驱动装置的实施方式、将同步电动机作为驱动源的送风装置的构成的图。 

具体实施方式

以下，对本发明的同步电动机的驱动装置的实施方式进行说明。 

本发明的同步电动机的驱动装置的课题在于，在不依赖于转子相位、电压相位、电流相位等的相位信息的情况下被施加了超过驱动装置的额定值的负载转矩时，立刻检测失步。此外，只要不超过驱动装置的额定值，就能够抗衡负载转矩而输出电动机转矩，以防止失步。依次对实现这些课题的各种各样的实施方式进行说明。 

(第1实施方式·同步电动机的驱动装置) 

参照图1～图10，对本发明的同步电动机的驱动装置的第1实施方式进行说明。 

图1是表示本发明的同步电动机1的驱动装置的第1实施方式的构成的图。 

在图1中，从直流电源2供给的直流电力在逆变器3中被变换成三相交流电力，供给至同步电动机(三相同步电动机)1。 

同步电动机1通过施加三相交流电压Vu、Vv、Vw，从而流动三相交流电流Iu、Iv、Iw，输出电动机转矩τm并进行旋转。 

此外，有功功率检测单元4对逆变器3向同步电动机1供给的有功功率Wa进行检测。关于有功功率检测单元4的详细内容在后面叙述。 

此外，逆变器控制单元5对逆变器3进行控制。关于逆变器3和逆变器控制单元5的详细内容在后面叙述。 

<同步电动机1的基本特性> 

首先，对同步电动机1的基本特性进行说明。 

图2是表示同步电动机1中的电压·电流的关系的矢量图。 

在图2中，横轴是同步电动机1的转子侧的磁铁磁通方向、即d轴。纵轴是与d轴正交的坐标系的q轴。 

U轴是同步电动机1的定子侧的U相的线圈的轴方向。将U轴与d 轴的相位差设为转子相位θd。 

d轴与同步电动机1的转子同步地旋转，用ω来表示其频率。 

在定子侧产生的旋转磁场的电动机电压V1是被施加给彼此以120度的旋转角度配置的U相线圈、V相线圈、W相线圈的三相交流电压Vu、Vv、Vw的合成矢量，用δ表示相对于q轴的电压相位。 

d轴电压Vd以及q轴电压Vq是电动机电压V1的d轴以及q轴成分。关于电动机电流I1、d轴电流Id、q轴电流Iq也是同样的。 

同步电动机1符合下式1的电压方程式。 

[式1] 

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\&omega;L}\\ \mathrm{\&omega;L}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ K_e\mathrm{\&omega;}\end{array}\right]$ …(式1)

其中，R：同步电动机1的电阻值、L：同步电动机1的电感值、K_e：同步电动机1的感应电压常数。此外，ω是上述的频率。 

此外，根据标记上的情形，记载为：V_d＝Vd、V_q＝Vq、I_d＝Id、I_q＝Iq。 

此外，如果将磁阻转矩设为微小，则同步电动机1输出式2的电动机转矩τm。 

[式2] 

${\mathrm{\&tau;}}_m=\frac{3}{2}{P}_m{K}_e{I}_q$ …(式2)

其中，P_m：同步电动机1的极对数，此外，根据标记上的情形，记载为：τ_m＝τm。 

以上是同步电动机1的基本特性。 

<逆变器3> 

其次，对逆变器3进行说明。 

逆变器3如图1所示构成为具备由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)构成的开关元件31～36，且通过对IGBT31～36各自的栅极进行基于逆变器控制单元5的PWM(Pulse Width Modulation)控制，由此将直流电压VDC变换成三相交流电压Vu、Vv、Vw。 

如果将该三相交流电压Vu、Vv、Vw施加给同步电动机1，则在同步电动机1中流动三相交流电流Iu、Iv、Iw。此外，在逆变器3中流动母线电流IDC。 

另外，关于逆变器控制单元5的详细内容在后面叙述。 

<母线电流IDC的波形> 

其次，对逆变器3中流动的母线电流IDC进行说明。 

图3是表示母线电流IDC的波形的图，图3(a)是假定了U相电流Iu和W相电流的反符号值-Iw的电流波形，图3(b)表示包括U相电流Iu和W相电流的反符号值-Iw的噪声在内的实际被观察的电流波形。 

在图3(a)、(b)中，横轴是时间，纵轴是电流值。 

母线电流IDC是与逆变器3的开关元件的接通/关断(ON/OFF)同步地流动的电流，相当于三相交流电流Iu、Iv、Iw中的任一个、或者其反符号值。 

另外，在图3(a)、(b)中，IDC如上述那样是母线电流随着时间一起变化的波形，但是IDC′是表示母线电流的平均值的平均母线电流，用一定值示出。 

<有功功率检测单元4和有功功率Wa> 

其次，返回到图1，对有功功率检测单元4进行说明。有功功率检测单元4对逆变器3向同步电动机1供给的有功功率Wa进行检测。 

在图1中，有功功率检测单元4构成为具备直流电压检测单元41、平均母线电流检测单元42、和乘法单元43。 

直流电压检测单元41构成为用电阻411和电阻412对母线的电压VDC进行电阻分割，且对直流电压VDC进行检测。 

此外，平均母线电流检测单元42由电阻423和电容器424的串联电路与电阻421之间的并联电路构成，对平均母线电流IDC′进行检测。 

该构成的平均母线电流检测单元42如上述那样通过由电阻和电容器组成的低通滤波器而构成，因此如图3(b)所示那样即便在有噪声的环境中也能够检测平均母线电流IDC′。 

此外，在乘法单元43中，通过使得由直流电压检测单元41检测到的直流电压VDC的值、和由平均母线电流检测单元42检测到的平均母线 电流IDC′相乘，由此检测有功功率Wa。 

式3示出有功功率Wa(W_a)的定义。 

[式3] 

$W_a=\frac{3}{2}(V_d{I}_d+V_q{I}_q)$ …(式3)

在此，如果将逆变器3的损耗设为零，则有功功率Wa等于直流电源2向逆变器3供给的直流功率Wa′。 

其中，根据标记上的情形，记载为：W_a＝Wa、V_d＝Vd、V_q＝Vq、I_d＝Id、I_q＝Iq。 

用式4表示其直流功率Wa′。 

[式4] 

W_a′＝V_DCI_DC′         …(式4)

其中，根据标记上的情形，记载为：W_a′＝W_a′、V_DC＝VDC、I_DC＝IDC。 

如上所述，平均母线电流IDC′如图3所示那样是母线电流IDC的平均值。由于理想上直流功率Wa′和有功功率Wa相等，因此有功功率检测单元4对直流功率Wa′进行检测，以此对有功功率Wa进行检测。 

<逆变器控制单元5> 

其次，对逆变器控制单元(逆变器驱动装置)5进行说明。 

如图1所示，逆变器控制单元5构成为具备频率调整开关51、积分单元52、电压调整开关53、PWM信号产生单元54、启动停止切换开关55、和加法器56、57、58。 

加法器56通过将有功功率Wa的反符号值-Wa与功率基准值Wa0相加，由此对功率差ΔWa(＝Wa0-Wa)进行检测，并将该信号发送至频率调整开关51、电压调整开关53和启动停止切换开关55。 

加法器57将从频率调整开关51输出的频率信号的输出值反转后与上位频率指令值ω^*相加，并输出逆变器频率指令值ω1。 

积分单元52对逆变器频率指令值ω1进行积分，并输出相位θ。另外，该运算相当于通过对角速度ω积分由此算出变化的角度(相位)θ。 

电压调整开关53基于功率差ΔWa来判定是否进行ΔV的电压调整，并输出电压调整值。 

加法器58对上述的电压调整值和上位电压指令值V^*相加，输出电动机电压V1。 

PWM信号产生单元54将上述的相位θ和上述的电动机电压V1的信号作为输入，按照PWM控制生成并输出PWM信号。 

启动停止切换开关55参照功率差ΔWa，判定是不启动(0：启动停止)或是启动并输出PWM信号产生单元54的PWM信号，以将信号(PNuvw)发送至逆变器3。即，启动停止切换开关55不仅具有单纯的的开关功能，还具有判定功能。 

以上，构成为基于有功功率Wa而输出PWM信号PNuvw来控制逆变器3。 

此外，逆变器驱动装置5也是实现作为本发明特征的失步检测以及失步防止的构成。关于与该失步检测以及失步防止相关的动作，在后面叙述。 

<失步检测的第1方法> 

其次，对失步检测进行说明。 

图4是表示失步时的模拟结果的图，图4(a)表示频率(电动机旋转频率ω、上位频率指令值ω^*、逆变器频率指令值ω1)，图4(b)表示转矩(电动机转矩τm、最大转矩τM)，图4(c)表示功率(有功功率Wa、功率基准值Wa0)，图4(d)表示电流(电动机电流I1、电流基准值I10、专利文献1中的电流基准值I11)。此外，图4的横轴是时间。 

在图4中，通过在恒速运转中使负载转矩增加(因此电动机转矩也增加)(图4(b))，由此失步。即，上位频率指令值ω^*以及逆变器频率指令值ω1为一定值(图4(a))，使电动机转矩τm逐渐增加到时刻t1为止(图4(b))。 

电动机转矩τm表示在时刻t1作为最大值的最大转矩τM，其之后不久失步(图4(b))。在失步后，电动机频率ω降低，进而如果是负载接受风的送风机，则收敛于因风进行反向旋转而决定的负的频率(图4(a))。 

此外，可知在失步后有功功率Wa(图4(c))以及电动机电流I1(图4(d))急剧上升。 

另外，在图4(b)、(c)、(d)的t2以后，黑色带状标记的内容表示转矩、功率、电流的值高速脉动。 

此外，图4(c)的有功功率Wa在失步后(t2以后)处于持续超过功率基准值Wa0的状态。在发生失步的情况下，有功功率Wa对于电动机的驱动能量没有帮助，几乎成为铜损耗(焦耳热)而被消耗，从而成为发热的原因。 

为了防止因该失步所引起的同步电动机1以及逆变器3的发热·故障，期望尽早地检测失步，以采取使逆变器3停止等的保护措施。 

为了在失步后立刻进行失步检测，只要检测电动机转矩τm达到其最大值的最大转矩τM即可。 

根据上述的式2，能够在不采用转矩测量器的情况下根据q轴电流Iq来推定电动机转矩τm。 

但是，在无位置传感器控制中，q轴电流Iq的推定精度依赖于图2所示的转子相位θd的推定精度，采用了q轴电流Iq的失步检测在可靠性方面有所欠缺。 

因此，利用有功功率Wa来进行失步检测。 

这是因为，有功功率Wa能够通过有功功率检测单元4以与转子相位θd无关地作为上述的式4的直流功率Wa′来进行检测。 

失步检测能够在图4(c)的点P1，以有功功率Wa超过功率基准值Wa0作为触发而实现。功率基准值Wa0是电动机转矩τm达到最大值τM时的功率值，由以下的步骤求出。 

<失步检测的步骤> 

失步检测的步骤是基于下面所示的理论依据而进行的。 

由图2可知，电动机电压V1(V₁)由下式5进行表示。 

[式5] 

${V_1}^2={V_d}^2+{V_q}^2$ …(式5)

在拉格朗日待定乘数法中，如果将式5的电动机电压V1设为约束条件、将式2的电动机转矩τm设为评价函数、将d轴电流Id以及q轴电流Iq设为变量，则在电动机转矩τm达到最大值τM时，在式6中式7成立。 

[式6] 

$f(I_d,I_q)=\frac{3}{2}{P}_m{K}_e{I}_q-\mathrm{\&lambda;}({V_d}^2+{V_q}^2-{V_1}^2)$ …(式6)

其中，λ：待定乘数。 

[式7] 

$\frac{\&PartialD;f(I_d,I_q)}{{\&PartialD;I}_d}=0$ …(式7)

如果求解式7，则得到式8。 

[式8] 

RV_d+ωLV_q＝0          …(式8)

通过使式5和式8联立，从而获得下式9。 

[式9] 

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\frac{V_1}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}}\left[\begin{array}{c}-\mathrm{\&omega;L}\\ R\end{array}\right]$ …(式9)

此外，如果使式1变形，则获得下式10。 

[式10] 

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\&omega;L}\\ \mathrm{\&omega;L}& R\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q-K_e\mathrm{\&omega;}\end{array}\right]$ …(式10) 

式9以及式10在式5的约束条件下表示最大转矩输出时的电压以及电流。 

此外，在式3中代入式9以及式10，此外如果假设电动机频率ω和逆变器频率指令值ω1相等，则获得式11的功率基准值Wa0。 

[式11] 

$W_{a0}=K\&CenterDot;\frac{V_1}{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}\{{\mathrm{RV}}_1-\frac{K_e{\mathrm{\&omega;}}_1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}(R^2-{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2)\}$ …(式11) 

其中，W_a0：功率基准值、K：系数、R：同步电动机的电阻值、ω₁：逆变器频率指令值、L：同步电动机的电感值、V₁：电动机电压、K_e：同步电动机的感应电压常数。在此，根据标记上的情形，记载为：W_a0＝Wa0、ω₁＝ω1、V₁＝V1。 

另外，系数K是对失步检测的灵敏度进行调整的参数。虽然标准时 设为1，但是在想要防患未然地检测失步的情况下，通过设定为1以下，从而提高检测灵敏度。 

<失步检测的第2方法> 

其次，对失步检测的第2方法进行说明。 

关于失步检测，即便取代有功功率Wa以及功率基准值Wa0而利用电动机电流I1以及电流基准值I10，同样也能够实现。 

此时，失步检测能够在图4的点P2以电动机电流I1超过电流基准值I10作为触发来实现。 

电动机电流I1如图2可知，由式12进行表示。 

[式12] 

$I_1=\sqrt{{I_d}^2+{I_q}^2}$ …(式12) 

另外，在式12中，根据标记上的情形，记载为：I₁＝I1、I_d＝Id、I_q＝Iq。 

此外可知，式12的电动机电流I1与下式13等效。 

[式13] 

$I_1=\sqrt{\frac{2}{3}({I_u}^2+{I_v}^2+{I_w}^2)}$ …(式13) 

此外，在式13中，根据标记上的情形，记载为：I₁＝I1、I_u＝Iu、I_v＝Iv、I_w＝Iw。 

<电动机电流检测单元6> 

通过取代有功功率检测单元4而利用图5所示的电动机电流检测单元6，从而能够检测式13的电动机电流I1。 

图5是表示电动机电流检测单元6的构成、和示出了逆变器控制单元5的一部分的逆变器控制单元501的关系的图。 

电动机电流检测单元6构成为具备放大器单元61、采样单元62、和电动机电流运算单元63。 

另外，放大器单元61构成为具备放大器611、决定放大率的电阻612、613、和检测电流(IDC)的电阻614。 

首先，由放大器单元61以及采样单元62根据母线电流IDC来检测三相交流电流Iu、Iv、Iw。 

其次，由电动机电流运算单元63进行上述的式13的运算。由式13可知，电动机电流I1与转子相位θd无关。 

电流基准值I10与功率基准值Wa0同样地求出。在式12中代入式9以及式10，此外如果假设电动机频率ω和逆变器频率指令值ω1相等，则获得式14的电流基准值I10。 

[式14] 

$I_{10}=K\&CenterDot;\frac{1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}\sqrt{{V_1}^2-\frac{{2\mathrm{RV}}_1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}{K}_e{\mathrm{\&omega;}}_1+{K_e}^2{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2}$ …(式14) 

其中，I₁₀：电流基准值、K：系数、R：同步电动机的电阻值、ω₁：逆变器频率指令值、L：同步电动机的电感值、V₁：电动机电压、K_e：同步电动机的感应电压常数。在此，根据标记上的情形，记载为：I₁₀＝I10、ω₁＝ω1、V₁＝V1。 

关于式14所示的电流基准值I10(I₁₀)，说明与专利文献1不同之处。 

专利文献1中的电流基准值I11(I₁₁)用式15进行表示。 

[式15] 

$I_{11}=\frac{V_1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}$ …(式15) 

电流基准值I11(比较例)是如图4所示那样在因失步所导致的停止之后、即时刻t2以后的电动机电流I1的平均值。因此，至少在图4(d)的点P3能够进行失步检测。 

但是，如果与在图4(c)的点P1(时刻t1)或者图4(d)的点P2(时刻t1)能进行失步检测的本实施方式相比，则失步检测的时刻有所延迟。由于本实施方式的电流基准值I10以最大转矩输出时为起始导出的，因此能够在失步之后不久检测到失步。 

以上是电动机电流运算单元63所进行的电动机电流I1的检测方法，在图5中对电动机电流运算单元63和逆变器控制单元501的关系进一步进行说明。 

在图5中，针对电动机电流运算单元63检测电动机电流I1的信号，将正负反转之后输入至逆变器控制单元501所具备的加法器561中，并与 式14所示的电流基准值I10相加，由此在逆变器控制单元501中检测该差分ΔI1(I10-I1)。 

虽然图1中的逆变器控制单元5的功率差ΔWa与图5中的逆变器控制单元501的电流的差分ΔI1存在差异，但是在逆变器控制单元501中，通过与逆变器控制单元5大致同样的功能，也可进行具有失步检测功能的逆变器控制。 

<失步检测> 

在本实施方式中，具备启动停止切换开关55(图1)来实现利用了功率基准值Wa0或电流基准值I10的失步检测。以下，对利用功率基准值Wa0的情况进行说明。 

启动停止切换开关55根据功率基准值Wa0与有功功率Wa的功率差ΔWa，如以下那样切换PWM信号PNuvw的信号源。 

[1]功率差ΔWa为正时(Wa0＞Wa) 

判定为处于正常运转中，作为PWM信号PNuvw而直接输出PWM信号产生单元54(图1)的输出信号。此时，PWM信号产生单元54输出后述的失步防止用的PWM信号。 

[2]功率差ΔWa为负时(Wa0＜Wa) 

判定为失步，作为PWM信号PNuvw而输出零，使逆变器3(图1)停止。失步判定后的保护措施并不限于逆变器3的停止，可以是再生动作等。 

以上，在电动机转矩τm超过最大值τM时、即有功功率Wa超过功率基准值Wa0时，能够在之后不久进行失步检测。 

<关于失步防止> 

其次，对失步防止进行说明。 

失步防止是在上述的[1]功率差ΔWa为正时(Wa0＞Wa)所进行的。此时，电动机转矩τm存在富余，期望预先防止失步同时继续进行正常运转。 

图6是表示正常运转时的模拟结果的图，图6(a)表示频率(电动机旋转频率ω、上位频率指令值ω^*、逆变器频率指令值ω1)，图6(b)表示转矩(电动机转矩τm、最大转矩τM)，图6(c)表示功率(有功功 率Wa、功率基准值Wa0)，图6(d)表示电流(电动机电流I1、电流基准值I10)。此外，图6的横轴为时间。 

在图6(b)中，与图4同样地使电动机转矩τm(负载转矩)逐渐增加。与图4(b)不同点在于，在从时刻t3到时刻t4的期间降低逆变器频率指令值ω1。 

根据该对策，使电动机转矩τm的最大值τM提高，将电动机转矩的最大值τM增大得比负载转矩还大，来防止失步。 

<失步防止的原理和对策1> 

对失步防止的原理进行说明。通过在式2中代入式9以及式10，从而最大转矩τM(τ_M)用式16进行表示。 

[式16] 

${\mathrm{\&tau;}}_M=\frac{3}{2}{P}_m{K}_e\frac{V_1\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}-{\mathrm{RK}}_e\mathrm{\&omega;}}{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}$ …(式16) 

基于式16绘制电动机频率ω和最大转矩τM的关系的结果如下所示。 

图7是表示电动机频率ω和最大转矩τM的关系的特性图。横轴是频率，纵轴是转矩。 

在图7中可知，如果电动机频率ω下降，则是最大转矩τM增加的关系。 

因此，在电动机转矩τm接近于最大转矩τM的情况下、即有功功率Wa与功率基准值Wa0的差分成为规定值以下的情况下，通过降低电动机频率ω，由此能够防止失步。 

<失步防止的原理和对策2> 

通过提高电动机电压V1，也能够实现失步防止。基于式16绘制电动机电压V1和最大转矩τM的关系的结果如下所示。 

图8是表示电动机电压V1与最大转矩τM的关系的特性图。横轴是电动机电压，纵轴是转矩。 

可知图8中是如果电动机电压V1增加则最大转矩τM增加的关系。 

因此，通过使电动机电压V1增加，由此能够防止失步。 

<逆变器控制单元5的失步防止动作> 

在本发明涉及的同步电动机的驱动装置的第1实施方式中，通过电动 机频率ω或者电动机电压V1的调整所进行的失步防止是通过图1示出的逆变器控制单元5的频率调整开关51、积分单元52、电压调整开关53、PWM信号产生单元54、以及加法器56、57、58来实现的。 

频率调整开关51在功率差ΔWa为正、且处于规定值以下时，使逆变器频率指令值ω1比上位频率指令值ω^*下降频率调整量Δω(＞0)。通过该调整来降低电动机频率ω。 

积分单元52对逆变器频率指令值ω1进行积分，输出与时间一起变化的相位θ。 

电压调整开关53在功率差ΔWa为正、且处于规定值以下时，使电动机电压V1比上位电压指令值V^*提高电压调整量ΔV(＞0)。 

只要具备频率调整开关51(所述对策1)和电压调整开关53(所述对策2)中的任一方，就可实现失步防止。 

PWM信号产生单元54根据相位θ以及电动机电压V1来输出PWM信号PNuvw，对逆变器3进行控制。 

以上，在电动机转矩τm没有超过最大值τM的范围内、即有功功率Wa没有超过功率基准值Wa0的范围内，通过调整电动机频率ω或者电动机电压V1，由此能够进行失步防止。 

<失步防止的对策3> 

作为失步防止的对策3，对具备直流电压控制单元7的方法进行说明。 

图9是表示直流电压控制单元7的电路构成和直流电源2的连接的图。 

在图9中，直流电压控制单元7构成为具备输入交流电源71的转换器72。 

转换器72构成为具备：对交流电源71进行全波整流的二极管721～724；由构成升压开关调节器的线圈725、二极管726、IGBT构成的开关元件727。 

即、直流电压控制单元7通过转换器72将交流电源71变换成直流电力。此外，直流电压控制单元7通过转换器72的控制，能够使所输出的直流电压可变。 

因此，直流电压控制单元7与直流电源2并联地连接，所以能够使直 流电压VDC升压。 

因而，在预测高负载运转的情况下，通过预先对直流电压VDC进行升压，从而能够增大电压调整量ΔV的设计自由度。由此，即便施加陡峭的负载转矩，也能够防止失步。 

<图6的补充说明> 

在图6中，对在时刻t3至时刻t4的期间内最大转矩τM增加而电流基准值I10略有减少的情况进行补充说明。 

图10是放大了图6(d)的电流波形的微细部分的图。横轴是时间，纵轴是电流。此外，分别用Id0、Iq0来表示电流基准值I10的d轴以及q轴成分。 

在图10中，在时刻t3至时刻t4的期间内电流基准值I10减少的原因在于，d轴电流成分Id0的减少量比q轴电流成分Iq0的增加量的影响大。 

这种各电流成分的变化是由下述原因引起的，即：由于电动机频率ω的减少而使得感应电压Ke·ω变小，从而削弱励磁的程度被缓和。 

其中，图6以及图10的模拟结果为一例，并不限于电流基准值I10根据各电流成分的比率而下降。 

(第2实施方式·同步电动机的驱动装置) 

其次，对本发明的同步电动机的驱动装置的第2实施方式进行说明。 

图11是表示第2实施方式中的同步电动机1的驱动装置的构成的图。 

在图11中，具备重新启动单元8是作为第2实施方式的特征。 

通过失步检测而使逆变器3停止之后需要使逆变器3重新启动。因此，在第2实施方式中通过具备重新启动单元8，从而使逆变器3重新启动，再次开始同步电动机1的正常运转。 

关于重新启动单元8的详细内容，在后面叙述。 

另外，关于同步电动机1和逆变器3，是与图1相同的构成。此外，关于图11的逆变器控制单元502，虽然只示出图1的逆变器控制单元5的一部分，但是具有与逆变器控制单元5大致相同的构成和功能。此外，图1的有功功率检测单元4在图11中被省略记载。 

<重新启动时的频率波形> 

图12是表示重新启动时的频率波形的图。横轴是时间，纵轴是频率。 此外，ω是电动机频率，ω^*是上位频率指令值，ω1是逆变器频率指令值。 

在因失步所引起的逆变器停止后，同步电动机1空转(～t5)。此时，由于没有输出电动机转矩τm，因此电动机频率ω降低，将时刻t5的空转频率设为ωf0。 

在此，将逆变器频率指令值ω1的初始值设为ωf1，使逆变器3重新启动。 

在重新启动后，电动机频率ω追踪逆变器频率指令值ω1，最终收敛于上位频率指令值ω^*。 

在重新启动时(t5～)，电动机频率ω脉动的原因在于，初始频率指令值ωf1和空转频率ωf0不一致。 

空转频率ωf0可以基于空转中的同步电动机1的感应电压进行推定。其原因在于，已知空转频率ωf0和感应电压波形的频率是一致的。 

但是，在现实中，由于感应电压检测时的噪声等导致产生推定误差，从而无法使初始频率指令值ωf1与空转频率ωf0相匹配。尤其是，在初始频率指令值ωf1与空转频率ωf0之差较大的情况下，产生过大的电动机转矩τm。 

在本发明中的重新启动之中，纵使假设初始频率指令值ωf1与空转频率ωf0之差变大，也能够通过在重新启动后再次使逆变器3停止，防止过大的电动机转矩τm的产生。由此，能够防止同步电动机1的旋转轴的扭转等的故障。 

在图11所示的第2实施方式中，由重新启动单元8以及启动停止切换开关55来实现逆变器重新启动。 

重新启动单元8构成为具备感应电压检测单元81以及感应电压频率检测单元82。 

首先，感应电压检测单元81对同步电动机1的空转中的感应电压Vu、Vv、Vw进行检测。其次，感应电压频率检测单元82对感应电压检测单元81检测出的感应电压Vu、Vv、Vw的感应电压波形的频率ωf进行检测。 

如果感应电压频率检测单元82检测并输出的感应电压波形频率ωf成为规定值以下，则启动停止切换开关55作为PWM信号输出PNuvw而 直接输出PWM信号产生单元54的输出信号。 

根据该结构，如果同步电动机1的空转速度成为规定值以下，则逆变器3自动地重新启动。在重新启动后，启动停止切换开关55再次成为与第1实施方式等同的构成，基于有功功率Wa以及功率基准值Wa0来判断过大的电动机转矩τm的产生。 

另外，在图1中，启动停止切换开关55根据功率差ΔWa进行动作之时是启动停止的关断(OFF)之时。此外，在图11中，启动停止切换开关55根据感应电压波形频率ωf进行动作之时是重新启动的接通(ON)之时。 

因此，启动停止切换开关55可以一并具有图1中的启动停止的功能、和图11中的重新启动的功能。 

(第3实施方式·送风装置) 

其次，作为本发明的第3实施方式，对同步电动机1和利用了在第1、第2实施方式中叙述的同步电动机的驱动装置的送风装置9进行叙述。 

图13是表示采用本发明涉及的同步电动机的驱动装置、将同步电动机1作为驱动源的送风装置9的构成的图。 

在图13中，送风装置9作为驱动对象而被同步电动机1驱动，同步电动机1由同步电动机的驱动装置(3～5)和直流电源2进行驱动、控制。同步电动机1、同步电动机的驱动装置(3～5)和直流电源2在第1、第2实施方式中与已经说明过的内容相同，所以省了重复的说明。 

在送风装置9中，通过利用第1、第2实施方式的同步电动机的驱动装置，从而在受到台风或***等突然刮起的风的情况下，能够立刻使同步电动机1停止。 

因此，能够防止同步电动机1的故障。此外，能够在突然刮起的风平息之后安全地重新启动。 

例如，在将式11的系数K设定为1的情况下，以同步电动机1可电输出的最大转矩τm为基准来进行失步检测，所以能够在电气上保护同步电动机1以及逆变器3。 

此外，如果考虑同步电动机1的机械强度而将系数K设定为1以下，则也能够在机械上保护同步电动机1。 

(其他实施方式) 

以上，参照附图，对本发明的实施方式进行了详细说明，但是本发明并不限于这些实施方式及其变形，也可以存在不脱离本发明宗旨的范围内的设计变更等，以下举出该例子。 

在图1中，有功功率检测单元4的构成是单纯的一例。只要能分别检测直流电压VDC和平均母线电流IDC′从而检测(算出)有功功率Wa，任何构成均可。 

在图1中，在逆变器3中开关元件31～34采用了IGBT，但是也可以是其他器件，也可采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)、BJT(Bipolar junction transistor)、BiCMOS(Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor)、或其他适当晶体管。 

在图1中，加法器57、58的符号是在同步电动机1的减速方向上承受负载时的一例。通过使加法器57、58的符号适当地反转，从而在加速方向上承受负载时，同样也能够进行失步防止。 

直流电源2也可配备于本发明的同步电动机的驱动装置，另外也可采用处于本发明的同步电动机的驱动装置的外部的直流电源。 

此外，针对同步电动机1和利用了在第1、第2实施方式中叙述的同步电动机的驱动装置的送风装置9进行叙述，但是适用本实施方式的用途并不限定于送风装置。例如，适合向对泵或电动车俩等的比较容易引起负载变动的部件进行驱动的电动机适用本实施方式的同步电动机的驱动装置。 

符号说明： 

1 同步电动机 

2 直流电源 

21、424 电容器 

3 逆变器 

31～36、727 开关元件、IGBT 

4 有功功率检测单元 

41 直流电压检测单元 

42 平均母线电流检测单元 

43 乘法单元 

411、412、421、423、612～614 电阻 

5 逆变器控制单元、逆变器驱动装置 

501、502 逆变器控制单元、逆变器控制单元的一部分 

51 频率调整开关 

52 积分单元 

53 电压调整开关 

54 PWM信号产生单元 

55 启动停止切换开关 

56～58、561 加法器 

6 电动机电流检测单元 

61 放大器单元 

62 采样单元 

63 电动机电流运算单元 

611 运算放大器 

7 直流电压控制单元 

71 交流电源 

72 转换器 

721～724、726 二极管 

725 线圈 

8 重新启动单元 

81 感应电压检测单元 

82 感应电压频率检测单元 

9 送风装置。 

Claims (10)

1.一种同步电动机的驱动装置，对同步电动机进行驱动，其特征在于，具备：

逆变器，将直流电源的直流电力变换成交流电力；

逆变器控制单元，对所述逆变器进行控制；和

有功功率检测单元，对所述逆变器的有功功率进行检测，

利用由所述同步电动机的特性值和所述逆变器控制单元的设定值所决定的功率基准值，

在由所述有功功率检测单元检测出的有功功率成为所述功率基准值以上时，所述逆变器控制单元使所述逆变器停止。

2.一种同步电动机的驱动装置，对同步电动机进行驱动，其特征在于，具备：

逆变器，将直流电源的直流电力变换成交流电力；

逆变器控制单元，对所述逆变器进行控制；和

有功功率检测单元，对所述逆变器的有功功率进行检测，

利用由所述同步电动机的特性值和所述逆变器控制单元的设定值所决定的功率基准值，

在由所述有功功率检测单元检测出的有功功率为所述功率基准值以下、且所述有功功率与所述功率基准值之差为规定值以下时，所述逆变器控制单元降低所述逆变器频率指令值、或者提高所述逆变器的输出电压。

3.一种同步电动机的驱动装置，对同步电动机进行驱动，其特征在于，具备：

逆变器，将直流电源的直流电力变换成交流电力；

逆变器控制单元，对所述逆变器进行控制；

有功功率检测单元，对所述逆变器的有功功率进行检测；和

直流电压控制单元，对施加给所述逆变器的直流电压进行控制，

利用由所述同步电动机的特性值和所述逆变器控制单元的设定值所决定的功率基准值，

在由所述有功功率检测单元检测出的有功功率为所述功率基准值以下、且所述有功功率与所述功率基准值之差为规定值以下时，所述直流电压控制单元提高施加给所述逆变器的直流电压。

4.根据权利要求1至3任一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述有功功率检测单元构成为具备直流电压检测单元、平均电流检测单元、和乘法单元。

5.根据权利要求1至4任一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述功率基准值由式11进行定义，

$W_{a0}=K\&CenterDot;\frac{V_1}{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}\{{\mathrm{RV}}_1-\frac{K_e{\mathrm{\&omega;}}_1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}(R^2-{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2)\}$ …(式11)

其中，W_a0：功率基准值、K：系数、R：同步电动机的电阻值、ω₁：逆变器频率指令值、L：同步电动机的电感值、V₁：电动机电压、K_e：同步电动机的感应电压常数。

6.根据权利要求5所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

将所述式11中的系数K设定为1以下。

7.一种同步电动机的驱动装置，对同步电动机进行驱动，其特征在于，具备：

逆变器，将直流电源的直流电力变换成交流电力；

逆变器控制单元，对所述逆变器进行控制；和

电动机电流检测单元，对所述逆变器供给至所述同步电动机的电动机电流进行检测，

利用由所述同步电动机的特性值和所述逆变器控制单元的设定值所决定的电流基准值，

在由所述电动机电流检测单元检测出的电动机电流成为所述电流基准值以上时，所述逆变器控制单元使所述逆变器停止。

8.根据权利要求7所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

所述电流基准值由式14进行定义，

$I_{10}=K\&CenterDot;\frac{1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}\sqrt{{V_1}^2-\frac{{2\mathrm{RV}}_1}{\sqrt{R^2+{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2{L}^2}}{K}_e{\mathrm{\&omega;}}_1+{K_e}^2{{\mathrm{\&omega;}}_1}^2}$ …(式14)

其中，I₁₀：电流基准值、K：系数、R：同步电动机的电阻值、ω₁：逆变器频率指令值、L：同步电动机的电感值、V₁：电动机电压、K_e：同步电动机的感应电压常数。

9.根据权利要求1或7所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，

还具备：对所述同步电动机的感应电压的频率进行检测，并向所述逆变器控制单元送出该频率的检测信号的所述同步电动机的重新启动单元，

在所述逆变器停止之后，在所述同步电动机的感应电压的频率成为规定值以下时，经由所述逆变器控制单元使所述逆变器重新启动。

10.一种送风装置，将同步电动机作为驱动源，其特征在于，

通过权利要求1至3任意一项或者权利要求7中记载的所述同步电动机的驱动装置对所述同步电动机进行驱动或者使所述同步电动机停止。

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