CN103229414A - 电动机驱动***及其控制方法 - Google Patents

Abstract

电动机驱动***具备：对3相电动机供给电力的逆变器和控制开关元件的控制部。控制部在从停止向3相电动机供给电流的状态起开始向3相电动机供给交流电流时，以第1、第3、第2的方式切换控制。在第1控制中，以停止向3相电动机供给电流的方式将开关元件全部设为非导通状态。在第2控制中，反复开关元件的导通状态、非导通状态。在第3控制中，将在开始向3相电动机供给交流电流的定时与3相电动机的电流流入的相对应的上臂的开关元件设为导通状态，并且在下臂的开关中，将在所述定时与3相电动机的电流流出的相对应的下臂的开关元件设为导通状态。

Description

电动机驱动***及其控制方法

技术领域

本发明涉及具备用于驱动电动机的逆变器及控制部的电动机驱动***。 

背景技术

近年来，将电动机作为动力源的电动汽车正在不断普及。电动汽车具备：电动机，搭载于车辆并能够产生车辆的行驶驱动转矩；逆变器，生成对电动机供给的3相交流电流；以及控制部，控制逆变器。在控制电动机的情况下，为了尽可能抑制功耗，重要的是如何高效率地驱动电动机。 

可是，通常的电动机的旋转速度及产生转矩与能量效率的关系如图12所示。从该图可知，电动机的能量效率根据旋转速度及转矩而不同。即，即使旋转速度为固定，如果转矩变化则能量效率变化。因此，公开有一种电动机驱动***，其在电动机的高效率的驱动点对电动机间歇地进行驱动，减少平均的电动机的损失来提高整体的能量效率（例如，专利文献1）。再有，间歇的电动机驱动是使转矩间歇地产生的驱动。 

图13是表示在专利文献1记载的电动机驱动技术中转矩的时间变化的时间图。 

在要求电动机的行驶驱动转矩的动力运行时，控制部交替地设定以比基于加速器操作量的要求转矩小的第1行驶驱动转矩指令值来驱动电动机的第1驱动期间，和以比要求行驶驱动转矩大的第2行驶驱动转矩指令值来驱动电动机的第2驱动期间。第1及第2驱动期间中的第1及第2行驶驱动转矩的时间平均值以在规定的误差范围内与要求转矩一致的方式，设定第1及第2驱动期间的比。此外，第2行驶驱动转矩指令值在电动机的驱动时的能量效率设定为比要求转矩在电动机的驱动时的能量效率高的值。 

通过像这样驱动电动机，从而能够使将第1及第2行驶驱动进行时间平均时的整体的能量效率，比电动机连续地输出基于加速器操作量的要求行驶驱动转矩的情况下的能量效率高。由此，如图13所示，通过设置2个行驶驱动转矩指令值，交替地变更指令值而使电动机的产生转矩变动，从而能够适当地满足要求行驶驱动转矩并且提高整体的能量效率。 

现有技术文献 

专利文献

专利文献1：日本特开2011-67043号公报。

发明内容

发明要解决的课题 

可是，在上述专利文献1记载的技术中，并没有公开从使向电动机的电流供给中断的第1行驶驱动转矩指令状态向对电动机再供给3相交流电流的第2行驶驱动转矩指令状态转变时的具体的逆变器的工作。通常，多是与上述的间歇的工作状态无关地，在中断向电动机的电流供给的情况下将逆变器的各开关元件设为非导通状态，在实施向电动机的电流供给的情况下以供给3相交流电流的方式以PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）控制等使逆变器的各开关元件进行工作。因此，在上述的间歇工作中，在从第1行驶驱动转矩指令状态向第2行驶驱动转矩指令状态转变的情况下，设想单纯地从将逆变器的各开关元件设为非导通状态的第1控制向对逆变器的各开关元件进行PWM控制的第2控制进行切换的方法。

可是，从电流供给的中断向3相交流电流的再供给的转变需要某种程度的时间。而且，当从电流供给的中断向3相交流电流的再供给的转变需要长时间时，从为了电动机产生第2行驶驱动转矩而开始开关元件的控制，到实际上产生第2行驶驱动转矩为止需要长时间。因此，使第2行驶驱动转矩产生的时间变短，预先设定的第1及第2行驶驱动转矩的产生时间的比与实际的产生时间的比偏移，并不优选。进而，从电流的供给中断到3相交流电流的再供给为止的期间，是产生转矩从第1行驶驱动转矩（零）逐渐增加到第2行驶驱动转矩的期间，在该期间中成为电动机的能量效率低的驱动状态。因此，期望从电流的供给中断到再供给的转变所需的时间尽可能短。 

因此，本发明正是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种电动机驱动***，通过改善从中断向电动机的电流供给的状态起对电动机再供给3相交流电流时的逆变器的工作，从而能够缩短从电流的供给中断到再供给的转变所需要的时间。 

用于解决课题的方案 

为了解决上述课题，本说明书中公开的电动机驱动***，具备：逆变器，用于对3相电动机供给电力，所述逆变器具备：至少3个上臂，具有将开关元件和与所述开关元件并联连接的续流二极管，以及至少3个下臂，具有开关元件和与所述开关元件并联连接的续流二极管；以及控制部，对所述逆变器具备的所述多个开关元件进行控制，其中，所述控制部有选择地执行：第1控制，以停止向所述3相电动机的电流供给的方式，将所述多个开关元件的全部设为非导通状态；第2控制，以向所述3相电动机的各相供给交流电流的方式，反复所述多个开关元件的导通状态及非导通状态；以及第3控制，在所述上臂的开关元件中，将与在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时所述3相电动机的电流流入的相对应的上臂的开关元件，在达到所述定时为止的期间中持续地设为导通状态，并且在所述下臂的开关中，将与在所述定时所述3相电动机的电流流出的相对应的下臂的开关元件，在达到所述定时为止的期间中持续地设为导通状态，在从停止向所述3相电动机供给电流的状态起开始向所述3相电动机的各相供给交流电流时，按所述第1控制、所述第3控制、所述第2控制的顺序切换所述多个开关元件的控制。

 [0012] 发明的效果 

根据上述结构，能够缩短从中断向电动机的电流供给的状态起至对电动机再供给3相交流电流的状态的转变所需要的时间。

附图说明

图1是表示实施方式1的电动机驱动***的结构的控制框图。 

图2是进行时分控制的情况下的选择信号与电动机电流的波形图的一例。 

图3（a）是图2的局部放大图，（b）表示是为了获得（a）的波形而对各开关元件输出的信号的图。 

图4是表示实施方式1的逆变器的通电相的电路图。 

图5是表示实施方式1的3相电动机的等效电路图。 

图6（a）是实施方式1的3相的电流波形图，（b）表示是为了获得（a）的波形而对各开关元件输出的信号的图。 

图7是表示U相及V相的目标电流值与电流的时间变化的关系的电流波形图。 

图8（a）是表示按每30°区分电动机的旋转相位角的各区间的电流波形的图，（b）是表示各区间与控制成导通状态的开关元件的关系的表。 

图9（a）是表示本实施方式的电动机电流波形的时间变化的波形图，（b）是表示比较例的电动机电流波形的时间变化的波形图。 

图10（a）是变形例的3相的电流波形图，（b）表示是为了获得（a）的波形而对各开关元件输出的信号的图。 

图11是表示U相及V相的目标电流值与时间变化的关系的电流波形图。 

图12是表示电动机的旋转速度及产生转矩与电动机效率的关系的图。 

图13是表示专利文献1中记载的现有的电动机驱动技术中转矩的时间变化的时间图。 

具体实施方式

在本发明中，在从中断向电动机的电流供给的状态起对电动机再供给3相交流电流时，不从第1控制直接切换到第2控制，而按第1控制、第3控制、第2控制的顺序进行切换。为了对电动机再供给3相交流电流而使转矩产生，需要使各相的电流从零变化到产生转矩所需要的电流值。电流的变化能够通过使各开关元件反复成为非导通状态和导通状态的PWM控制来进行，也能够通过特定的开关元件持续变成导通状态的第3控制来进行。可是在PWM控制中，因为包含开关元件变为非导通状态的期间，所以电流的变化率小，结果，使电流变化到产生在第2控制中要求的转矩所需要的电流值所要的时间变长。相对于此，在第3控制中，因为将特定的开关元件持续地设为导通状态，所以不包含该特定的开关元件变为非导通状态的期间。因此，与PWM控制相比能够提高电流的变化率，结果，能够缩短使电流变化到产生第2控制中要求的转矩所需要的电流值所要的时间。像这样，在从中断向电动机的电流供给的状态起对电动机再供给3相交流电流时，通过执行第3控制，从而能够缩短从电流供给的中断向再供给转变所需要的时间。 

虽然从电流供给的中断向再供给的转变期间中的电动机效率低，但通过本发明能够缩短转变所需要的时间，因此能够降低能量损失。此外，由于转变期间越短，越能够将产生能量效率变为最大的转矩的期间、转矩的产生中断的期间设定得长。因此，能够提供可进一步降低能量损失的电动机驱动***。 

以下，针对本发明的一个实施方式的电动机驱动***，使用附图进行说明。 

<实施方式1> 

1．整体结构

图1是表示实施方式1的电动机驱动***1的结构的控制框图。如图1所示，电动机驱动***1包括逆变器12及控制部13。

逆变器12具备3相桥式电路，该3相桥式电路包括：U相上臂的开关元件14UP和续流二极管，U相下臂的开关元件14UN和续流二极管，V相上臂的开关元件14VP和续流二极管，V相下臂的开关元件14VN和续流二极管，W相上臂的开关元件14WP和续流二极管，以及W相下臂的开关元件14WN和续流二极管（以下，在不需要区别时总称为“开关元件14”）。各开关元件14和续流二极管分别并联连接。作为开关元件14，例如能够利用IGBT（绝缘栅双极晶体管，Insulated Gate Bipolar Transistor）、MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管，Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。IGBT、MOSFET可以是将硅（Si）作为材料的开关元件，也可以是将碳化硅（SiC）作为材料的开关元件。逆变器12在动力运行时对电源10输出的直流电力进行正交变换并对电动机11供给交流电力，在再生时将在电动机11产生的交流电力变换为直流电力并对电源10供给。 

电源10例如能够利用锂离子电池、镍氢电池那样的二次电池。当然，电动机驱动***也可以包含与电源10并联连接的电容器等的电容元件（未图示）。 

3相电动机11与逆变器12连接，作为电动汽车的动力源而发挥作用。作为3相电动机11，例如能够利用永磁铁内置型、在表面配置有磁铁的同步电动机。 

2．控制部13的详细结构 

控制部13具备：电流检测单元15、旋转数检测单元16、相位角检测单元17、时分转矩控制单元18、比较器20、电压指令单元19、全断开信号生成单元22、PWM信号生成单元21、特定信号生成单元23、选择器24、电动机传感器28、以及电流检测传感器29、30。电动机传感器28例如是分解器（resolver）、译码器、霍尔元件等。

电流检测单元15对U、V、W各相中至少任意2相的电动机电流进行检测，使用它们与以后述的相位角检测单元17检测出的电动机11的旋转相位角进行dq变换。通过dq变换而获得的d轴上的电流与q轴上的电流被输出至比较器20。 

旋转数检测单元16通过3相电动机11具备的电动机传感器28，检测3相电动机11的每单位时间的转子的旋转数，将该旋转数向时分转矩控制单元18输出。根据每单位时间的旋转数，能够把握3相电动机11的实际的旋转速度。 

相位角检测单元17通过3相电动机11具备的电动机传感器28检测出转子的相位角，将该相位角向电流检测单元15、电压指令单元19、以及时分转矩控制单元18输出。 

时分转矩控制单元18具备：电流指令生成单元25、时分控制单元26以及3相电动机效率图27。时分转矩控制单元18基于转矩指令值、电动机电流、电动机11的旋转数、电动机11的旋转相位角，决定逆变器12的工作。具体地，时分转矩控制单元18决定执行反复进行向电动机11的电流供给的中断及3相交流电流的供给的时分控制，还是连续地实施向电动机的电流供给的通常控制。该决定例如使用基于转矩指令值的要求转矩和通过旋转数检测单元16获得的旋转数和3相电动机效率图27，比较实施时分控制的情况下的能量效率和实施通常控制的情况下的能量效率来进行。 

电流指令生成单元25在时分控制的情况下，参照3相电动机效率图27求取在当前的旋转数时能量效率变得最大的最大效率转矩，生成基于最大效率转矩的d轴上及q轴上的电流指令。再有，只要是比要求转矩高的转矩，则不限于最大效率转矩，生成基于该指令转矩的电流指令也可。此外，电流指令生成单元25在通常控制的情况下，生成基于要求转矩的d轴上及q轴上的电流指令。 

时分控制单元26生成用于控制选择器24的选择信号和用于控制特定信号生成单元23的特定导通指令信号。关于选择信号和特定导通指令信号的生成方法在后面叙述。 

3相电动机效率图27是将图12所示的电动机旋转速度及转矩与电动机效率的关系图表化的信息。 

比较器20分别针对d、q轴，比较电流检测单元15基于电流检测传感器29、30的采样而获得并输出的电动机电流值和从电流指令生成单元25取得的电流指令值，对它们的电流误差进行运算，向电压指令单元19输出。具体地，将根据d轴上的电流指令值与d轴上的电动机电流值的比较的电流误差、及根据q轴上的电流指令值和q轴上的电动机电流值的比较的电流误差分别向电压指令单元19输出。电流误差是实际对3相电动机11供给的电流和用户希望的驱动所需要的电流的差。 

电压指令单元19基于从比较器20输出的电流误差，对电压指令值进行运算。具体地，电压指令单元19对d轴上及q轴上的电流误差例如施加PI控制（比例积分控制），分别运算d轴上及q轴上的电压指令值。而且，电压指令单元19使用d、q轴上的电压指令值和3相电动机11的旋转相位角进行反dq变换，对U、V、W相的各电压指令值进行运算，将其向PWM信号生成单元21输出。 

全断开信号生成单元22按U、V、W相的每一个生成将全部的各开关元件14设为非导通状态的信号（例如低电平的信号），向选择器24输出。 

PWM信号生成单元21基于电压指令，按U、V、W相的每一个生成基于PWM控制使各开关元件14反复变成导通状态和非导通状态的信号（例如反复高电平和低电平的信号），向选择器24输出。 

特定信号生成单元23基于从时分控制单元26输出的特定导通指令信号，生成将特定的开关元件14持续地设为导通状态、将剩余的开关元件14持续地设为非导通状态的信号（例如对特定的开关元件是高电平的信号，对剩余的开关元件14是低电平的信号），向选择器24输出。 

选择器24基于从时分控制单元26输出的选择信号，选择从全断开信号生成单元22输出的信号、从PWM信号生成单元21输出的信号及从特定信号生成单元23输出的信号的任一个，向逆变器12输出。 

再有，控制部13以1个处理器或多个处理器的组合而构成。具体地，使用微型计算机、DSP（Digital Signal Processor，数字信号处理器）、FPGA（Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列）、或专用IC（集成电路：Integrated Circuit）即可。 

3．工作 

接着，一边参照电动机电流的波形，一边说明进行时分控制的情况下的电动机驱动***的工作。

图2是进行时分控制的情况下的选择信号与电动机电流的波形图的一例。图3（a）是图2的局部放大图，图3（b）表示是为了获得图3（a）的波形而对各开关元件输出的信号的图。 

选择信号能够取得选择全断开信号生成单元22的状态S1、选择PWM信号生成单元21的状态S2、选择特定信号生成单元23的状态S3的3种状态。 

特定导通指令信号表示在开关元件14UP、14VP、14WP、14UN、14VN、14WN中在选择信号为状态S3时将哪个开关元件设为导通状态。 

到时刻t1为止，因为选择信号表示状态S1，所以选择器24将从全断开信号生成单元22输出的信号向逆变器12输出。由此，全部的开关元件14变为非导通状态。在此期间中，电动机电流的U、V、W相均变为零。此外，如图3（b）所示，对全部的开关元件14输出断开信号。 

从时刻t1到时刻t2，因为选择信号表示状态S3，所以选择器24将从特定信号生成单元23输出的信号向逆变器12输出。由此，特定的开关元件14持续地变为导通状态，剩余的开关元件14持续地变为非导通状态。设为导通状态的开关元件14根据特定导通指令信号的状态S11而被决定。在这里，设状态S11表示将U相上臂的开关元件14UP和W相下臂的开关元件14WN设为导通状态，将剩余的开关元件设为非导通状态。由此，从时刻t1到时刻t2，开关元件14UP、14WN变为导通状态，剩余的开关元件14UN、14VP、14VN、14WP变为非导通状态。这时，如图4所示，对U相流过向电动机11流入的方向的电流，对W相流过从电动机11流出的方向的电流。而且，如图3（a）所示，U相的电流和W相的电流随时间经过一起增大。此外，如图3（b）所示，对开关元件14UP、14WN输出接通信号，对开关元件14UN、14VP、14VN、14WP输出断开信号。 

从时刻t2到时刻t3，因为选择信号表示状态S2，所以选择器24将从PWM信号生成单元21输出的信号向逆变器12输出。由此，各开关元件14基于PWM控制反复变为导通状态和非导通状态，结果从逆变器12供给3相交流电流。此外，如图3（b）所示，对全部的开关元件14反复输出接通信号和断开信号。再有，从时刻t2到时刻t3的期间的长度以如下的方法来决定。 

首先，时分控制单元26基于能量效率变为最大的最大效率转矩与要求转矩的比率，决定占空比。具体地，占空比通过占空比=要求转矩/最大效率转矩的关系式来决定。占空比是当将实施向电动机11的电流供给的时间设为通电时间、将中断向电动机11的3相交流电流的供给的时间设为非通电时间时，通过占空比=通电时间/（通电时间+非通电时间）的关系式而决定的比率。再有，在使用最大效率转矩以外的指令转矩的情况下，占空比根据占空比=要求转矩/指令转矩的关系式而决定即可。 

接着，时分控制单元26根据通电时间和非通电时间的合计长度及占空比来决定通电时间。通电时间根据通电时间=占空比×（通电时间+非通电时间）的关系式来决定。在本实施方式中，通电时间和非通电时间的合计长度是一定的，设为固定值。 

而且，时分控制单元26将决定的通电时间设为从时刻t2到时刻t3的期间的长度。由此，能够使电动机11的产生转矩的时间平均接近要求转矩。 

从时刻t3到时刻t4，因为选择信号表示状态S1，所以选择器24将从全断开信号生成单元22输出的信号向逆变器12输出。在此之后，除了通过特定导通指令信号表示的开关元件不同之外，反复进行上述工作。例如，从时刻t4到时刻t5为止，因为选择信号表示状态S3，所以选择器24将从特定信号生成单元23输出的信号向逆变器12输出。设为导通状态的开关元件14根据特定导通指令信号的状态S12而被决定。 

4．选择信号的生成方法 

时分控制单元26在内部生成脉冲以固定周期上升的脉冲信号，将脉冲的上升的定时作为决定对电动机11实施电流供给的定时的基准来使用。

时分控制单元26在变为脉冲上升的定时之前，预测在该定时的U相、V相、W相的电流值。电流值能够以如下方式来预测。 

首先，以当前的电动机11的旋转相位角、当前的电动机11的旋转数、从当前到脉冲上升的定时为止的时间的长度，预测在脉冲上升的定时的电动机11的旋转相位角。当前的电动机的旋转相位角能够以相位角检测单元17来检测，当前的电动机的旋转数能够以旋转数检测单元16来检测。 

接着，根据预测的电动机11的旋转相位角，求取在脉冲上升的定时应该向U相、V相、W相流过的电流值。在这里的电流值是标准化了的值。 

进而，根据最大效率转矩的大小，求取应该向U相、V相、W相流过的电流的峰值。而且，通过对应该向U相流过的电流值（标准值）乘以U相的电流的峰值，从而求取在脉冲上升的定时的U相的电流值。V相、W相也以相同方式求取。由此，能够预测在脉冲上升的定时的U相、V相、W相的电流值。 

时分控制单元26将预测的U相、V相、W相的电流值设定为目标电流值Isu、Isv、Isw。 

接着，时分控制单元26预测从将特定的开关元件设为导通状态到U相、V相、W相的电流达到目标电流值Isu、Isv、Isw为止的时间。该时间能够以如下方式来预测。 

图5是表示3相电动机的等效电路图。如图5所示，电动机的每1相的电气电路模型能够表现为绕组的电感L与电阻R串联连接的电路。 

对各相施加直流电压Vdc时的电流方程式当假定逆变器输入电压比电动机的旋转导致的发电电压充分大，即由于发电电压小而能够忽视时，能够以数式1表示。当根据数式1进行导出时，电流的时间变化i（t）变为数式2。因此，当将设特定的开关元件为导通状态的定时设为t=0时，以数式2表示的方式流过电动机电流。因此，当将该电流值代入将数式2变形后的数式3进行求解时，能够求取从将特定的开关元件设为导通状态到U相、V相、W相的电流达到目标电流值Isu、Isv、Isw为止的时间。 

再有，数式1到数式3虽然假定电动机的旋转导致的发电电压小而能够忽视，但在发电电压大而不能忽视的情况下，使数式1的左边不为逆变器输入电压Vdc，而设为（逆变器输入电压-电动机发电电压）即可。 

[数式1] 

[数式2]

[数式3]

时分控制单元26将与脉冲上升的定时相比在预测的时间之前的定时设为使特定的开关元件导通的定时。即，设为将选择信号从状态S1切换为状态S3的定时。

而且，时分控制单元26在选择信号切换为状态S3之后，检测U相、V相、W相的电流，将检测出的U相、V相、W相的电流值达到目标电流值Isu、Isv、Isw的定时设定为开始向电动机11的各相的供给交流电流的定时。即，设为将选择信号从状态S3切换为状态S2的定时。在这里，如果基于上述的数式3的时间的预测正确，则脉冲上升的定时与实施向电动机11供给电流的定时一致。 

时分控制单元26在选择信号切换成状态S2之后，将通过上述的占空比决定的通电时间经过后的定时设定为中断向电动机11供给电流的定时。即，设为将选择信号从状态S2切换为状态S1的定时。 

通过以上的处理，能够生成选择信号。 

5．特定导通指令信号的生成方法 

如已说明的那样，时分控制单元26在内部生成脉冲以固定周期上升的脉冲信号。时分控制单元26在变为脉冲上升的定时之前，预测在该定时的U相、V相、W相的电流的大小和方向。为了预测电流的大小和方向，预测在脉冲上升的定时的电动机11的旋转相位角，根据预测的电动机11的旋转相位角，求取应该向U相、V相、W相流过的电流值。这些处理与选择信号的生成中的处理相同。在求取的电流值中有正负，电流值的绝对值表示电流的大小，电流的正负表示电流的方向。

时分控制单元26以如下方式设定特定导通指令信号，即，将与在开始向电动机11供给电流的定时电动机11的电流流入的相对应的上臂的开关元件，到上述定时为止持续地设为导通状态，并且将与在上述定时电动机11的电流流出的相对应的下臂的开关元件，到上述定时为止持续地设为导通状态。 

例如在图3（a）的例子中，因为时刻t2的U相的电流值Isu为正，所以U相的电流的方向是流入电动机11的方向，因为时刻t2的W相的电流值Isw为负，所以W相的电流的方向是从电动机11流出的方向。因此，时分控制单元26将从时刻t1到时刻t2的特定导通指令信号的状态S11设定为U相的上臂的开关元件14UP和W相的下臂的开关元件14WN变为导通状态。再有，在图3（a）的例子中，偶然也有在时刻t2的V相的电流值为零，但在实施对电动机11供给电流的定时，所有的相的电流值不为零的情况。例如在图2所示的时刻t5，U相、V相、W相的所有的电流值均不为零。像这样，在开始对电动机11的各相供给交流电流的定时U相、V相、W相中的2相的电流在相同方向流过的情况下，如图6（a）所示，将电流值大的一方设为导通状态，在从此起经过规定时间后，将电流值小的一方设为导通状态。图6（b）是表示是为了获得图6（a）的波形而对各开关元件输出的信号的图。如图6（b）所示，到时刻t4为止，对全部的开关元件14输出断开信号。接着，从时刻t4到时刻t6，对开关元件14UP、14WN输出接通信号，对开关元件14UN、14VP、14VN、14WP输出断开信号。之后，从时刻t6到时刻t5，对开关元件14UP、14VP、14WN输出接通信号，对开关元件14UN、14VN、14WP输出断开信号。然后，从时刻t5起，对全部开关元件14反复输出接通信号和断开信号。在本例子中，在时刻t4将U相的上臂的开关元件14UP设为导通状态，并且将W相的下臂的开关元件14WN设为导通状态，在之后的时刻t6将V相的上臂的开关元件14VP设为导通状态。该时间差起因于目标电流值Isu、Isv、Isw的大小。即，因为电动机11的绕组的电感L和电阻R在U相、V相、W相中均为大致相同，所以将特定的开关元件14设为导通状态时的电流的变化率在U相、V相、W相也均为大致相同。因此，目标电流值越大，从设为导通状态起至达到目标电流值为止的时间变长。例如如图7所示，为了在时刻t5达到目标电流值Isv1，在时刻t61设为导通状态即可，为了在时刻t5达到比其大的目标电流值Isv2，需要在比其早的时刻t62设为导通状态。 

图8是表示将电动机的旋转相位角按每30°进行区分的各区间，和在各区间中设为导通状态的开关元件的图。图8（a）的区间1~12与图8（b）的区间1~12对应。区间1是相位角为0°以上且不足30°，区间2相位角为30°以上且不足60°，以下相同。在图8（b）中，“接通”表示设为导通状态的开关元件，“调整接通”表示从将示出“接通”的开关元件设为非导通状态起经过规定时间后设为导通状态的开关元件。例如，如果实施对电动机11供给电流的定时包含在区间1中，则只要将V相上臂的开关元件14VP设为导通状态，并且将W相下臂的开关元件14WN设为导通状态，在规定时间经过后将U相上臂的开关元件14UP从非导通状态设为导通状态即可。再有，图2的时刻t2的相位角是相位角60°，包含在区间3中。像这样，在作为“调整接通”的开关元件的电流为0A（安培）时，设为非导通状态。此外，图2的时刻t5的相位角是相位角50°附近，包含在区间2中。 

再有，在各区间的边界的时刻，在某个开关元件的一方的区间中的状态为“调整接通”，另一方的区间中的状态为“接通”的情况下，将该开关元件设为导通状态。例如，在区间1和区间2的边界的时刻，将开关元件14WN设为导通状态，并且将开关元件14UP、14VP均设为导通状态。 

另一方面，在各区间的边界的时刻，在某个开关元件的一方的区间中的状态为“调整接通”，另一方的区间中的状态为“断开”的情况下，将该开关元件设为非导通状态。例如，在区间2和区间3的边界的时刻，将开关元件14UN、14WP设为非导通状态，并且将开关元件14VP、14VN均设为非导通状态。 

6．效果 

如上所述，控制部13有选择地执行如下控制，即，将全部的开关元件14设为非导通状态的第1控制，以向电动机11供给3相交流电流的方式基于PWM控制使各开关元件14反复变为导通状态和非导通状态的第2控制，以及在实施向电动机11供给电流的定时的电流的方向是向电动机11流入的方向的相将上臂的开关元件持续地设为导通状态，并且在作为从电动机11流出的方向的相将下臂的开关元件设为导通状态的第3控制。进而，控制部13在从作为转矩产生的中断状态的第1控制向作为转矩的产生状态的第2控制切换时，按第1控制、第3控制、第2控制的顺序进行切换。由此，能够缩短从中断3相交流电流的供给到再供给为止的转变所需要的时间。以下，利用图9，更详细地说明该效果。

图9（a）是表示本实施方式的电动机电流波形的时间变化的波形图，图9（b）是表示比较例的电动机电流波形的时间变化的波形图。在这里，作为比较例，假想在从转矩产生的中断状态向转矩的产生状态切换时，从第1控制直接向第2控制切换的例子。在比较例中，如图9（b）所示，在全部的3相进行利用PWM控制的开关工作。即，至到达目标电流值Isu、Isv、Isw为止，在U相、V相、W相全部进行反复导通状态和非导通状态的开关工作。再有，在本例中，因为V相的开关元件的占空比变为1/2，所以V相的表观的电流值变为零。 

另一方面，如图9（a）所示，在本实施方式中，在从中断转矩的产生的第1控制向产生转矩的第2控制的转变时间中，进行将U相的上臂的开关元件14UP持续地设为导通状态、并且将W相的下臂的开关元件14WN持续地设为导通状态的第3控制。 

在进行PWM控制的比较例中，是U相上臂及W相下臂的开关元件14UP、14WN变为非导通状态的期间。可是，在进行第3控制的本实施方式中，没有U相的上臂及W相下臂的开关元件14UP、14WN变为非导通状态的期间，从中断转矩的产生的第1控制向产生转矩的第2控制的转变时间变短。由此，因为能量效率低的状态的驱动时间变短，所以能够减少能量损失。因此，与比较例相比，能够提供可减少从中断转矩的产生的第1控制向产生转矩的第2控制的转变时间的能量损失的电动机驱动***1。 

此外，由于转变期间越短，越能够将产生能量效率最大的转矩的期间、中断转矩的产生的期间设定得长。因此，能够提供可进一步降低能量损失的电动机驱动***1。 

<变形例> 

1．从第3控制向第2控制的切换定时的变形例

在实施方式中，时分控制单元26在选择信号切换为状态S3之后，检测U相、V相、W相的电流，将检测出的U相、V相、W相的电流值达到目标电流值Isu、Isv、Isw的定时设定为向电动机11供给3相交流电流的定时。本发明并不限于像这样实际测量电流的例子，也可以在选择信号切换为状态S3之后，将通过数式3决定的时间经过了的定时设定为开始向电动机11的各相供给交流电流的定时。

由此，由于不再需要从电流检测单元15向时分转矩控制单元18输入电动机电流值，所以能够进一步使电动机驱动***1简略化。 

2．第3控制中的开关元件调整接通控制的变形例 

在上述的实施方式中，示出了在第3控制时在相同方向流过电流的相有2个的情况下，使电流值小的一方的相的上臂的开关元件在待机时间后从非导通状态切换为导通状态的例子，但并不限定于此，也可以是其他控制。在以下，对该变形例进行说明。

图10（a）是3相的电流波形图，图10（b）表示是为了获得图10（a）的波形而对各开关元件输出的信号的图。图11是表示U相的目标电流值与U相的电流的倾斜的关系的图。如图10（a）所示，在S3，在将U相上臂和W相下臂的开关元件14UP、14WN持续地设为导通状态的同时，使V相的上臂的开关元件14VP进行开关工作也可。当将V相的目标电流值和U相的目标电流值分别设为Isv、Isu时，V相的S3的接通时间是Isv/Isu，在从t4到t5的期间中，以仅在Isv/Isu中V相的上臂的开关元件14VP接通的方式进行开关工作。具体地，如图10（b）所示，到时刻t4为止，对全部的开关元件14输出断开信号。接着，从时刻t4到时刻t5，对开关元件14UP、14WN输出接通信号，对开关元件14VP以仅在Isv/Isu中接通的方式反复输出接通信号和断开信号，对开关元件14UN、14VN、14WP输出断开信号。然后，从时刻t5起，对全部的开关元件14反复输出接通信号和断开信号。如图11所示，以达到时刻t5的目标电流值Isv的方式，从时刻t4到t5，使V相的上臂的开关元件14VP进行开关工作。 

3．从第2控制向第1控制的切换定时的变形例 

在实施方式中，使从第2控制向第1控制切换的定时与正弦波电流的从接通向断开的定时对应。对针对其的变形例进行说明。

在从第2控制向第1控制切换时，时分转矩控制单元18从来自电流检测单元15的输入信号中，检测出任1相的电流变位大致0A的定时。在该定时，时分控制单元26向选择器24发送信号，由此，选择器24将来自全断开信号生成单元22的信号向各开关元件14输出。由此，逆变器12的开关元件14全部变为非导通状态。 

像这样，当在任1相的电流变为大致0A的定时从第2控制向第1控制切换时，从切换为第1控制的时刻到流到3相电动机11的电流全部变为0A的期间中的电路损失变小。该电路损失是通过续流二极管的电压降而产生的。在从切换为第1控制的时刻到流到3相电动机11的电流全部变为0A为止的期间中，流到3相电动机11的电流通过逆变器12的续流二极管再生到电源10。例如当U相的电流在大致0A的时刻切换为第1控制时，产生电路损失的续流二极管变为剩余的V、W相的上臂或下臂的2处。通过在该定时切换为非导通工作，开关元件的电路损失与在3处产生时相比变小，能够提供能量效率更高的电动机驱动***1。 

4．从第3控制向第2控制的切换定时的变形例 

在实施方式中，使从第3控制切换为第2控制的定时与在时分控制单元26的内部生成的脉冲信号的脉冲的上升大致一致。因此，从第3控制向第2控制切换的定时与电动机11的旋转相位角的关系不固定。可是，从第3控制向第2控制切换的定时并不局限于此，从第3控制向第2控制切换的定时与电动机11的旋转相位角的关系也可以是固定的。例如，也可以使从第3控制向第2控制切换的定时总是与电动机11的旋转相位角满足（α+60°×N）的条件的定时一致。这时，α是0°以上且不足60°的固定值，每当向电动机11供给3相交流电流的定时到来时，从0以上5以下的整数中选择N。在电动机11中，旋转相位角按每60°变为各相的电流的大小为相同的状况。如果像这样将从第3控制向第2控制切换的定时在相同的状况下固定的话，就不需要每次使用数式3的运算，能够降低时分控制单元26的处理负载。

再有，为了实现上述情况，如果例如时分控制单元26的内部的脉冲信号的脉冲的上升的定时与满足（α+60°×N）的条件的定时一致，则将该定时设为从第3控制切换为第2控制的定时即可。此外，在脉冲信号的脉冲的上升定时从满足（α+60°×N）的条件的定时偏移的情况下，使从第3控制向第2控制切换的定时从脉冲的上升定时之前的满足（α+60°×N）的条件的定时或脉冲的上升定时之后的满足（α+60°×N）的条件的定时的任一方偏移即可。这时，从哪一个进行偏移能够基于时间平均产生转矩与目标产生转矩的大小关系进行选择。具体地，在时间平均产生转矩比目标产生转矩大时，选择脉冲的上升定时之后的满足（α+60°×N）的条件的定时，在相反的情况下选择脉冲的上升定时之前的满足（α+60°×N）的条件的定时。于是，能够以简单的计算来降低时间平均产生转矩与目标产生转矩的偏移。 

产业上的利用可能性 

本发明的电动机驱动***例如能够在空调机的压缩机逆变器控制、冰箱用的逆变器控制、热泵热水器的逆变器控制、产业用伺服放大器的逆变器控制、电动汽车、混合动力汽车的逆变器控制等中广泛使用。

[0094] 附图标记说明 

11  3相电动机；

12 逆变器；

13 控制部；

14 开关元件；

21 PWM信号生成单元；

22 全断开信号生成单元；

23 特定信号生成单元；

24 选择器；

26 时分控制单元。

Claims (9)

1.一种电动机驱动***，具备：

逆变器，用于对3相电动机供给电力，所述逆变器具备：至少3个上臂，具有开关元件和与所述开关元件并联连接的续流二极管，以及至少3个下臂，具有开关元件和与所述开关元件并联连接的续流二极管；以及

控制部，对所述逆变器具备的所述多个开关元件进行控制，

其中，

所述控制部有选择地执行：

第1控制，以停止向所述3相电动机的电流供给的方式，将所述多个开关元件的全部设为非导通状态；

第2控制，以向所述3相电动机的各相供给交流电流的方式，反复所述多个开关元件的导通状态及非导通状态；以及

第3控制，在所述上臂的开关元件中，将与在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时所述3相电动机的电流流入的相对应的上臂的开关元件，在达到所述定时为止的期间中持续地设为导通状态，并且在所述下臂的开关中，将与在所述定时所述3相电动机的电流流出的相对应的下臂的开关元件，在达到所述定时为止的期间中持续地设为导通状态，

在从停止向所述3相电动机供给电流的状态起开始向所述3相电动机的各相供给交流电流时，

按所述第1控制、所述第3控制、所述第2控制的顺序切换所述多个开关元件的控制。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动***，其中，

在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时，在所述3相电动机的2个相流过相同方向的电流的情况下，

所述控制部在所述第3控制中，将与所述3相电动机的2个相中的电流的大小大的相对应的开关元件持续地设为导通状态，在规定时间经过后，将与电流的大小小的相对应的开关元件持续地设为导通状态。

3.根据权利要求1所述的电动机驱动***，其中，

在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时，在所述3相电动机的2个相流过相同方向的电流的情况下， 

所述控制部在所述第3控制中，将与所述3相电动机的2个相中的电流的大小大的相对应的开关元件持续地设为导通状态，使与电流的大小小的相对应的开关元件反复变成导通状态和非导通状态。

4.根据权利要求1至3的任一项所述的电动机驱动***，其中，

所述控制部，使开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时与所述3相电动机的相位角满足（α+60°×N）（α是0°以上且不足60°的固定值，N是从0以上且5以下的整数中选择的值）的条件的定时一致。

5.根据权利要求4所述的电动机驱动***，其中，

所述控制部，获得成为开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时的基准的脉冲信号，在基于所述脉冲信号的定时从满足所述（α+60°×N）的条件的定时偏移的情况下，将向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时设定为基于所述脉冲信号的定时之前的满足所述（α+60°×N）的条件的定时，或基于所述脉冲信号的定时之后的满足所述（α+60°×N）的条件的定时的任一方。

6.根据权利要求1至5的任一项所述的电动机驱动***，其中，

所述控制部，在从所述第2控制向所述第1控制切换时，在所述3相电动机的3相中的任一相的电流变为零的定时进行切换。

7.一种逆变器的驱动方法，所述逆变器用于对3相电动机供给电力，所述逆变器具备：至少3个上臂，具有开关元件和与所述开关元件并联连接的续流二极管，以及至少3个下臂，具有开关元件和与所述开关元件并联连接的续流二极管，

在从停止向所述3相电动机的电流供给的状态起开始向所述3相电动机的各相供给交流电流时，进行如下转变控制，即，在所述上臂的开关元件中，将与在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时所述3相电动机的电流流入的相对应的上臂的开关元件，在达到所述定时为止的期间中持续地设为导通状态，并且在所述下臂的开关中，将与在所述定时所述3相电动机的电流流出的相对应的下臂的开关元件，在达到所述定时为止的期间中持续地设为导通状态，

在进行了所述转变控制之后，以开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的方式，进行使所述多个开关元件反复变成导通状态及非导通状态的交流电流供给控制。

8.根据权利要求7所述的逆变器的驱动方法，其中，

在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时，在所述3相电动机的2个相流过相同方向的电流的情况下，

在所述转变控制中，将与所述3相电动机的2个相中的电流的大小大的相对应的开关元件持续地设为导通状态，在规定时间经过后将与电流的大小小的相对应的开关元件持续地设为导通状态。

9.根据权利要求7所述的逆变器的驱动方法，其中，

在开始向所述3相电动机的各相供给交流电流的定时，在所述3相电动机的2个相流过相同方向的电流的情况下，

在所述转变控制中，将与所述3相电动机的2个相中的电流的大小大的相对应的开关元件持续地设为导通状态，使与电流的大小小的相对应的开关元件反复变成导通状态和非导通状态。

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