CN103001497A - 电源装置和图像形成装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了电源装置和图像形成装置。该电源装置包括变压器、开关部分、反馈部分、控制部分和适于在变压器的二次侧将第一接地与第二接地相互分离的电阻器，第一接地位于被供给输出电压的负载侧，而第二接地位于比第一接地更接近变压器的位置上，其中，第二电阻器与第二接地连接，并且，反馈部分的基准电压与第一接地连接。

Description

电源装置和图像形成装置

技术领域

本发明涉及电源装置和图像形成装置，并且更具体地，涉及用于减小由电源装置的输出与供电目的地之间的阻抗导致的电压降以及减少轻负载时的功耗的技术。

背景技术

常规上，作为电源装置的类型，诸如AC/DC转换器和DC/DC转换器的开关电源***是已知的。并且，作为用于控制开关电源***的输出电压的方法，诸如以下描述的控制***是已知的。例如，将基于与电阻比对应的电压比从电源装置的输出电压限定的电压（以下，称为比较电压）与反馈电路部分的基准电压进行比较，将通过放大比较电压与基准电压之间的电势差而产生的差动放大器信号反馈到开关电路部分，并由此将输出电压控制为恒定的。例如，诸如图7A所示的回扫（flyback）型的开关电源执行控制如下。即，通过使用由反馈电路部分产生的差动放大器信号，开关电源通过改变适于开关一次电压的开关FET 102的接通占空比（ON duty）和开关周期来将输出电压控制为恒定的。顺便说一句，在图7A中，与实施例中的那些部件相同的部件由与实施例中的相应的部件相同的附图标记表示，并且将在后面描述细节。关于配有这种电源装置的设备，如下方法是已知的，即通过电缆或信号线连接电源装置与需要电源装置的输出电压的功耗部分（例如，马达驱动电路）。当构成电源电路的电源装置通过电缆与功耗部分连接时，输入到功耗部分的电压下降为低于电源装置附近的输出电压。其原因在于由用作电缆的导线材料的铜的电阻成分（所谓的线阻抗）以及由功耗部分所消耗的负载电流导致的电压降。因此，对于图7A所示的电源电路，通过如图7B所示的那样允许由功耗部分消耗的电流（负载电流）变得最大的状况，设定要与反馈电路部分的基准电压相比较的输出电压的电压比。即，电源装置的输出电压被设为在轻负载时接近规定电压范围的上限（标准值的上限）。因此，即使当功耗部分需要最大电流时，电源装置的输出电压也落入规定的电压范围内。电压比可被限定为与电阻比对应。即，即使当功耗部分中的负载电流变得最大时，功耗部分附近的输出电压也保持为或高于标准值的下限。

用于校正由互连电源装置与功耗部分的电缆导致的电压降的技术包括例如在日本专利申请公开No.H04-261358中提出的技术。在电源装置的二次侧，在日本专利申请公开No.H04-261358中提出的技术开发了与功耗部分连接的第一输出电压和不与功耗部分连接的第二输出电压。特定方法包括放大第一输出电压与第二输出电压之间的电势差并将电势差加到反馈电路部分的基准电压上，这里，第一输出电压导致负载电流流动并导致电压降，而第二输出电压不导致负载电流流动并且不导致任何电压降。

但是，由于在日本专利申请公开No.H04-261358中提出的技术需要两个输出电压，因此存在配置复杂化和成本增加的问题。并且，对于图7A所示的常规的技术，由于在存在大的负载电流时功耗部分附近的输出电压被设为大于等于标准值的下限，因此，当存在小的负载电流时，电源装置附近的输出电压具有接近标准值的上限的值。这增加了轻负载时的输出电压，使得特别是在功耗部分中包含电阻负载时，功耗增加。例如，当负载电流实际为零时，由于电缆等不导致电压降，因此，功耗部分的输入电压变得大致等于在标准值的上限附近设定的电源装置的输出电压。如果与当输出电压接近规定的电压范围的下限时进行比较，那么当在标准值的上限附近设定输出电压时，功耗比在标准值的下限附近设定输出电压时大（在规定电压范围的上限附近>在规定电压范围的下限附近）。为了通过降低在与电源装置连接的功耗部分在轻负载时保持待机时的功耗以实现节电，希望减少轻负载时的电源装置上的功耗。

发明内容

本发明的一个目的是，使得能够减小由互连电源装置和功耗部分的路径上的阻抗导致的电压降以及减少轻负载时的功耗。

本发明的另一目的是，提供一种电源装置，该电源装置包括：变压器；开关部分，适于驱动变压器的一次侧；反馈部分，适于比较通过将从变压器的二次侧输出的输出电压在第一电阻器和第二电阻器之间分压获得的电压与基准电压，并且反馈基于比较结果的输出，第一电阻器和第二电阻器被串联连接；控制部分，被设置在变压器的一次侧并适于基于来自反馈部分的输出控制开关部分的操作；以及电阻器，适于在变压器的二次侧将第一接地与第二接地相互分离，第一接地位于被供给所述输出电压的负载侧，而第二接地位于比第一接地更接近变压器的位置，其中，第二电阻器与第二接地连接，并且，基准电压与第一接地连接。

本发明的又一目的是，提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括：图像形成部分，适于形成图像；控制部分，适于控制图像形成部分的操作；以及电源，适于向控制部分供给电力，其中，所述电源包含：变压器；开关部分，适于驱动变压器的一次侧；反馈部分，适于比较通过将从变压器的二次侧输出的输出电压在第一电阻器和第二电阻器之间分压获得的电压与基准电压，并且反馈基于比较结果的输出，第一电阻器和第二电阻器被串联连接；控制部分，被设置在变压器的一次侧并适于基于来自反馈部分的输出控制开关部分的操作；以及电阻器，适于在变压器的二次侧将第一接地与第二接地相互分离，第一接地位于被供给所述输出电压的负载侧，而第二接地位于比第一接地更接近变压器的位置，其中，第二电阻器与第二接地连接，并且，基准电压与第一接地连接。

参照附图阅读示例性实施例的以下描述，本发明的其它特征将变得清晰。

附图说明

图1是根据第一实施例的电源装置的示意性电路图。

图2是示出根据第一实施例的一次侧的操作波形的示图。

图3是示出根据第一实施例的负载变化和输出电压的改变的示图。

图4是根据第二实施例的电源装置的示意性电路图。

图5是示出根据第二实施例的操作波形的示图。

图6是示出根据第三实施例的图像形成装置的配置的示图。

图7A是根据常规的例子的电源装置的示意性电路图。

图7B是示出负载变化和输出电压的改变的示图。

具体实施方式

现在，将根据附图详细描述本发明的优选实施例。

以下将描述本发明的配置和操作。但是，注意，以下描述的实施例仅是示例性的，并且不是要限制本发明的技术范围。现在，将参照附图详细描述本发明的实施例。

以下，将参照实施例详细描述本发明的实施方式。虽然将在实施例中描述回扫型的电路配置，但是，这不是要限制本发明的应用范围。具体地，本发明也适用于DC/DC转换器、电流共振转换器和正向转换器等。

将描述第一实施例。

－电源装置

图1是根据第一实施例的电源装置的电路图。图3是表示图1所示的根据本实施例的电源装置上的负载变化与输出电压之间的关系的概念图。在本实施例中，将作为例子示出本发明对于作为典型的电源***的回扫电源电路的应用。根据本实施例的电源装置通过使用用于回扫电源的变压器113（以下，简称为变压器113）在一次侧和二次侧之间绝缘。在一次侧，电源装置配有适于间歇中断电力供给的开关FET102（开关元件）、适于整流并平滑化在变压器113的辅助绕组中感应的电压的二极管111和电容器112、以及适于限制进入电容器112中的浪涌电流（inrush current）的电阻器109。在一次侧，电源装置配有由电阻器109和电容器110构成的滤波器电路。在一次侧，电源装置还配有控制电路1和控制电路2、适于驱动和控制开关FET 102的电源IC 101（控制单元）和用于开关FET 102的栅极电阻器103。并且，在一次侧，电源装置配有适于将来自二次侧的反馈电路部分的信号输入到电源IC 101的光电耦合器107和电容器108、以及适于将一次侧电流转换成电压的电流检测电阻器104。此外，在一次侧，电源装置配有在连接电流检测电阻器104与电源IC 101的电流检测端子IS的线路上形成的RC滤波器的电阻器105和电容器106。

在二次侧，电源装置配有适于整流变压器113的二次侧输出的二极管201、适于储存二次侧电力的电解电容器202、以及适于进一步整流和平滑化通过二极管201之后的电压的线圈203和电解电容器204。并且，在二次侧，电源装置配有适于从输出电压产生比较电压的分压器的上电阻器205和分压器的下电阻器206、适于提供反馈电路部分的基准电压（预定的基准电压）并用作差动放大器电路的调节器IC207、以及适于检测二次侧电流的电阻器211。并且，商用AC电力被输入到Vin_H和Vin_L，并且通过整流器二极管桥（未示出）被全波整流的电压被施加以通过DC电压将一次平滑化电解电容器100充电。

以下将概述根据本实施例的操作。但是，该操作的大部分与图7A所示的根据常规的技术的电路的操作是共同的，因此，将首先描述本实施例和常规的技术共同的操作，然后将描述本实施例的特征性部分。

－反馈电路部分

反馈电路部分（反馈电路）将通过分压器的上电阻器205（第一电阻器）和分压器的下电阻器206（第二电阻器）产生的比较电压（REFERENCE）与调节器IC 207的基准电压（REF）进行比较，这里，比较电压与输出电压成比例。调节器IC 207放大被比较的电压之间的电势差（比较结果），驱动调节器IC 207中的晶体管，并由此导致电流在调节器IC 207的阴极与阳极之间（称为“在CATHODE（阴极）与ANODE（阳极）之间”）流动。即，与比较电压与基准电压之间的电势差成比例的电流通过穿过限流电阻器210和光电耦合器107从输出电压在调节器IC 207的CATHODE与ANODE之间流动。此外，反馈电路部分包含由电阻器208和电容器209构成的相位补偿电路。

－一次侧电路

将描述包含变压器113的一次侧电路的操作。在图2中示出一次侧电路的基本操作波形。图2从上面开始示出如下的波形：电源IC 101的“输出”端子电压、开关FET 102的Vds、开关FET 102的Id、电源IC 101的FB端子电压、电源IC 101的IS端子电压和电源IC 101的BOTOM端子电压。当电源IC 101的“输出”端子电压变高（Hi）时，开关FET 102被激活。在这样做时，诸如图2所示的开关FET 102的漏极电流Id的电流沿变压器113的一次绕组、开关FET 102和一次侧电流检测电阻器104的线路沿从Vin_H到Vin_L的方向流动。此时，变压器113具有被当电流流过一次绕组时产生的磁通量磁化的芯部，并由此蓄积能量。与开关FET 102的漏极电流Id成比例的电压在被一次侧电流检测电阻器104转换之后被输入到电源IC 101的IS端子。正当IS端子电压与电源IC 101的FB端子电压变得相等时，电源IC 101的“输出”端子电压被设为低，由此关断开关FET 102。当开关FET 102被关断时，在变压器113的二次绕组上产生与一次侧的反电动势对应的感应电动势，从而释放在芯部中蓄积的能量。

电源IC 101的FB端子电压随从电源IC 101释放的FB端子电流以及随着二次侧反馈电路的操作和光电耦合器107的操作而改变。当电源装置的输出电压下降时，流过光电耦合器107的晶体管部分的电流Ic减少并且FB端子电压上升。相反，当电源装置的输出电压上升时，流过光电耦合器107的晶体管部分的电流Ic增加并且FB端子电压下降。因此，当开关FET 102被关断从而从变压器113的二次绕组释放在芯部中蓄积的能量时，输出电压上升并且电源IC 101的FB端子电压因此下降。

与一次绕组与二次绕组之间的圈数比不同，变压器113的一次绕组与辅助绕组之间的圈数比被设定以便提供电源IC 101需要的VCC电压。在辅助绕组上也产生与一次侧的反电动势对应的感应电动势，从而产生与二次绕组成比例的电压。电源IC 101将在辅助绕组上产生的电压馈送到BOTOM端子，并由此检测到从变压器113的二次绕组的能量释放已完成。当从变压器113的二次绕组的能量释放完成时，电源IC 101的“输出”端子电压重新变高，并然后重复上述的一系列的操作。

在上述的一系列的操作中，电源IC 101的“输出”端子电压保持高的时段、即接通占空比依赖于电源IC 101的FB端子电压与电源IC中的基准电压（未示出）之间的差值。在这种情况下，电源IC 101的FB端子电压越高，则接通占空比越大。

以上是本实施例与常规的技术公共的操作。下面，将描述在本实施例中实现的本发明的特征性部分。

－本实施例的特征性的配置

本实施例与常规的技术的不同之处在于以下各点。首先，附加地包括适于检测二次侧电流的二次侧电流检测电阻器211。其次，反馈电路部分的调节器IC 207中的基准电压被接地到二次侧电流检测电阻器211的下游侧（功耗部分侧）的GND1上。另一方面，分压器的下电阻器206在一端连接于分压器的上电阻器205，并在另一端连接于二次侧电流检测电阻器211的上游侧（变压器113侧：变压器侧）的GND2。在这一方面，图7A所示的常规的技术不包括二次侧电流检测电阻器211，并且，反馈电路部分的调节器IC 207中的基准电压和分压器的下电阻器206的另一端与同一接地（ground）（GND1）连接。从这一点，可以说，根据本实施例，与负载电流的反馈路径串联连接的二次侧电流检测电阻器211使基准电压的GND1与和输出电压成比例的比较电压的GND2分离。以这种方式，根据本实施例，二次侧电流检测电阻器211将接地分成GND1与GND2，并由此允许通过使用由流过二次侧电流检测电阻器211的负载电流产生的电势差根据负载电流改变输出电压。

本实施例的特征是，由于与图7A中的常规的技术相比本实施例的在功耗部分附近的输出电压经受较少的变化，因此，可以将轻负载时的输出电压设为低。因此，本实施例的特征中的一个是，即使当功耗部分是电阻负载（负载电阻器）时，也可减少轻负载时的功耗。在描述根据本实施例的电路操作的特征之前，将描述根据常规的技术的“负载电流的变化和输出电压的变化”。

根据常规的技术的“负载电流的变化和输出电压的变化”

在图7B中示出根据图7A的常规的技术的负载电流的变化和输出电压的变化。图7A中的输出电压[V]依赖于由分压器的上电阻器205和下电阻器206所产生的比较电压（REFERENCE）以及由分压器的上电阻器205和下电阻器206之间的电阻比限定的电压比。如果比较电压由Vin表示并且上分压器电阻器和下分压器电阻器分别由R205和R206表示，那么输出电压Vo由下式给出：

Vo＝Vin×（R205+R206）/R206    …（1）

在图7A的电源装置中，比较电压Vin被反馈控制为等于调节器IC 207的基准电压REF。因此，当重复上述的一系列的操作时，式（1）中的比较电压Vin逐渐接近基准电压REF并且输出电压Vo呈现基本恒定的值。

这里，由式（1）表达的输出电压Vo是和分压器的上电阻器R205连接的输出电压与和分压器的下电阻器206连接的GND1之间的电势差。因此，在图7A所示的常规的技术的情况下，二极管210与线圈203之间的电压基本上与由式（1）给出的电压一致。该电压与图7B中的由实线表示的“电源装置附近的输出电压”对应，并且，如果忽略由开关FET 102的开关导致的波纹电流，那么不管功耗部分的负载电流[A]如何，都保持基本恒定的电压。另一方面，使Vos表示功耗部分附近的输出电压，使Zc1表示电缆1（示为Cable01）的线阻抗，使Zc2表示电缆2（示为Cable02）的线阻抗，并且使Is表示负载电流，那么输出电压Vos由下式给出：

Vos＝Vo-{Is×（Zc1+Zc2）}…（2）

如图7B中的虚线所示，由于由互连电源装置与功耗部分的Cable01和Cable02的线阻抗导致的电压降，输出电压Vos随着负载电流[A]的增加而逐渐下降。因此，通过常规的技术，在配有电源装置的设备的负载电流变化的范围内，由分压器的上电阻器205和下电阻器206之间的电阻比限定的电压比被确定为使得功耗部分附近的输出电压将落在由设备需要的输出电压的标准上限值和标准下限值限定的范围内。即，即使负载电流在设想的负载电流变化的范围内变得最大，功耗部分附近的输出电压也保持不低于标准值的下限。如上所述，通过该配置，由于小的负载电流，轻负载时的功耗部分附近的输出电压Vos不过多地受线阻抗Zc1和Zc2影响。因此，Vos≌Vo，从而导致标准上限值（标准值的上限）附近的相对较高的电压。

以上是根据常规的技术的负载电流的变化和输出电压的变化。下面将描述根据本实施例的“负载电流的变化和输出电压的变化”。

本实施例中的“负载电流的变化和输出电压的变化”

在图3中示出根据本实施例的负载电流的变化和输出电压的变化。图1中的电源装置的输出电压[V]依赖于调节器IC 207的基准电压REF、由分压器的上电阻器205和下电阻器206之间的电阻比限定的电压比和二次侧电流检测电阻器211（电流检测电阻器），并且随负载电流[A]改变。在图1中，如果功耗部分的负载电流由Is表示并且电源装置的输出电压Vo与功耗部分附近的输出电压Vos之间的电势差由Vd表示，那么这些变量之间的关系由下式给出。

Vd＝Vo-Vos＝Is×(Zc1+Zc2)…（3）

另一方面，在功耗部分的负载电流基本上为零的无负载状况下，输出电压Vo由下式给出。

Vo＝Vin×(R205+R206)/R206    …（4）

式（4）等于给出常规的技术的输出电压的式（1）。如果负载电流Is流过二次侧电流检测电阻器211，那么，由于可由分压器中的电阻比限定的下电阻器206被接地到二次侧电流检测电阻器211的上游侧（变压器113侧），因此，比较电压Vin改变Is×R211＝Vri。因此，如果此时的输出电压为Vo′，那么，

Vo′=（Vin+Vri）×(R205+R206)/R206…（5）

此时，在由式（4）表达的无负载输出电压Vo与由式（5）表达的负载电流Is流动时所产生的输出电压Vo′之间存在关系Vo<Vo′，并且，输出电压Vo与Vo′之间的差值随流过二次侧电流检测电阻器211的电流、即随负载电流Is改变。

为了使得如图3所示的那样不管负载电流的值如何都使功耗部分附近的输出电压Vos保持恒定，图1中的电源装置使电源装置的输出电压改变与由负载电流Is以及线阻抗Zc1和Zc2产生的电势差Vd对应的电势，使得

Vo′＝Vo+Vd    …（6）

这是由于，基于线阻抗Zc1和Zc2以及基于由分压器的R205和R206之间的电阻比限定的电压比设定二次侧电流检测电阻器211的值。以下示出二次侧电流检测电阻器211的详细的设定。

首先，从式（5）和式（6）得出，当负载电流Is流动时产生的输出电压Vo′为：

Vo′＝Vo+Vd＝（Vin+Vri）×（R205+R206）/R206

＝{Vin×（R205+R206）/R206}+{Vri×（R205+R206）/R206}

从式（4）可以看出，上式的右侧第一项等于无负载输出电压Vo。因此，

Vo′＝Vo+{Vri×（R205+R206）/R206}…（7）

即，电源装置的输出电压Vo与功耗部分附近的输出电压Vos之间的电势差Vd由下式给出：

Vd＝Vri×（R205+R206）/R206    …（8）

因此，可以看出，电势差Vd与二次侧电流检测电阻器211两端的电压Vri相互成比例。

线阻抗Zc1和Zc2以及二次侧电流检测电阻器211被置于电源装置的输出与功耗部分之间，并且，要由功耗部分消耗的相同的负载电流流过这些部件。因此，将式（3）代入式（8）中，得出二次侧电流检测电阻器211的值（电阻值）如下：

Is×（Zc1+Zc2）＝（Is×R211）×（R205+R206）/R206

（Is×R211）＝Is×（Zc1+Zc2）×R206/（R205+R206）

R211＝（Zc1+Zc2）×R206/（R205+R206）…（9）

即，可通过使用式（9）从线阻抗Zc1和Zc2以及由分压器的R205和R206之间的电阻比限定的电压比来确定二次侧电流检测电阻器211的电阻值。根据图1所示的本实施例，线阻抗Zc1、线阻抗Zc2和二次侧电流检测电阻器211的值大致如下所示。线阻抗Zc1是沿电源装置的输出连接器与功耗部分的连接器之间的Cable01的阻抗。线阻抗Zc2是沿功耗部分的GND连接器与电源装置的连接器之间的Cable02的阻抗。并且，二次侧电流检测电阻器211的值与线阻抗Zc1和Zc2成比例。本实施例提供了诸如图3所示的输出特性。

Zc1≌3mΩ（485mm的AWG18：另一电路的阻抗）

Zc2≌32mΩ（485mm的AWG18：另一电路的阻抗）

R211≌24mΩ（R205：3.83kΩ/R206:2.21kΩ）这里，AWG是电缆芯线的厚度、即断面面积的尺寸的单位。

因此，电源装置的输出电压Vo根据功耗部分的负载电流和电缆的线阻抗改变如下，使得功耗部分附近的输出电压Vos将是恒定的。

当负载电流为0[A]时：与式（4）对应的电压

当负载电流为n[A]时：与式（5）对应的电压

因此，根据本实施例，二次侧电流检测电阻器211被串联安装于电源装置的二次侧电流路径的反馈路线上，并且，用于产生比较电压的分压器的下电阻器206在二次侧电流检测电阻器211的上游侧（变压器113侧）被接地。并且，反馈电路部分的基准电压在二次侧电流检测电阻器211的下游侧（功耗部分侧）被接地。此外，二次侧电流检测电阻器211基于线阻抗Zc1和Zc2以及基于由分压器的R205和R206之间的电阻比限定的电压比被确定。因此，输出电压可以被设定于标准下限值附近而无需考虑重负载时线阻抗所导致的电压降，并且，可以减少轻负载时的功耗，这里，输出电压由反馈电路部分的基准电压和比较电压确定。即，本实施例使得能够减少由互连电源装置与功耗部分的路径上的阻抗导致的电压降以及减少轻负载时的功耗。

下面将描述第二实施例。

除了第一实施例的技术以外，第二实施例进一步关注保护设备使之免于过电压状况和过电流状况的保护电路。

过电流保护电路和过电压保护电路的常规的技术及其问题

常规上，电源装置一般配有适于检测输出部分的过电流、过电压和其它异常状况并由此保护整个设备的电路。例如，日本专利申请公开No.H11-215690公开了用于通过使用串联地***电流路径的电阻器两端产生的电势差来实现针对过电流的保护电路的技术。针对过电流的保护电路的可用技术包括诸如在日本专利申请公开No.H11-215690中公开的在二次侧配置保护电路的技术以及在一次侧配置保护电路的技术。与在二次侧配置的保护电路相比，在一次侧配置的保护电路在要被检测的保护电流的值的方面具有更高的离散度（dispersion）。在接收通过整流AC电压获得的电压作为输入的电源装置（所谓的AC/DC转换器）的情况下，AC电压的变化（波纹）重叠于一次侧电压上。因此，相对于要检测的二次侧负载电流的值，一次侧电流的值具有与一次侧电压的变化成比例的离散度。因此，如在日本专利申请公开No.H11-215690中描述的那样，针对过电流的保护电路在配置于二次侧时允许更高精度的检测。并且，日本专利申请公开No.2000-156972描述了如下的电路配置，该电路配置为了提供针对过电压的保护，比较电源装置的输出电压与齐纳二极管的齐纳电压，并且当检测到过电压状况时中断电源装置的操作。

通过图7所示的常规的配置，需要针对电源装置的输出中的过电压、过电流和其它异常状况提供单独的保护电路。这是由于，例如，即使尝试仅仅基于输出电压检测过电流状况和过电压状况，过电流情况下的输出电压和过电压情况下的输出电压并不相互一致，并因此不能通过使用同一电路来检测过电流状况和过电压状况。类似地，当尝试仅仅基于负载电流检测过电流状况和过电压状况时，在过电流状况下要被保护的电流的值与在过电压状况要被保护下的电流的值之间存在大的差值，从而使得在使用同一电路的情况下检测再次变得困难。这使得必须单独地设置诸如在日本专利申请公开No.2000-156972中描述的过电流保护电路和诸如在日本专利申请公开No.H11-215690中描述的过电压保护电路。该配置增加了电源装置的板面积和成本。

因此，希望通过配置于二次侧的不受AC电压的变化影响的同一保护电路能够实现针对过电压和过电流的保护。

根据本实施例的过电压和过电流保护电路

在图4中示出根据本实施例的电路配置图。图4所示的根据本实施例的电路图基于图1所示的第一实施例被配置，并且与第一实施例的不同之处在于以下方面。首先，限流电阻器212和齐纳二极管213连接于电源装置的输出与GND之间，这里，齐纳二极管213是要检测电源装置及其周边电路的任何不正常（wrong）。并且，光电耦合器214被连接，以便在电源装置及其周边电路存在任何不正常时，将一次侧的电源IC 101的BOTOM端子电压降低到开关操作终止电压。光电耦合器214的发光二极管与齐纳二极管213的接地侧连接。

根据本实施例，可通过在二次侧的配有齐纳二极管213的同一保护电路部分检测诸如电源装置的输出电压中的过电压状况和电源装置的输出中的过电流状况的异常状况。特别地，即使在过电流状况下，也可得到与在日本专利申请公开No.2000-156972中描述的检测精度等同的检测精度而不受AC电压影响。因此，与常规的技术相比，本实施例具有减少安装面积并降低成本的特征。以下，将在各个部分（“过电压状况下的保护电路部分的操作”和“过电流状况下的保护电路部分的操作”）中描述保护电路部分的操作。

“过电压状况下的保护电路部分的操作”

如果根据本实施例的输出电压由Vo表示，那么与根据第一实施例的电源装置的输出电压的情况同样，输出电压Vo由下式给出：

Vo＝（Vin+Vri）×（R205+R206）/R206…（10）

顺便说一句，式（10）中的比较电压Vin稳定于等于调节器IC 207的基准电压REF的值。

现在，如果假定配有根据本实施例的电源装置的设备的功耗部分中的最大负载电流为α[A]，那么电源装置的输出电压Vo_α由下式给出：

Vo_α＝{Vin+（α×R211）}×（R205+R206）/R206…（11）

根据本实施例的电源装置被配置为使得输出电压Vo_α比标准电压的上限值Vmax低（Vo_α<Vmax）。并且，保护电路的齐纳二极管213的齐纳电压Vz被设为充分高于标准电压的上限值Vmax的电压（Vz>>Vmax），以考虑到诸如电源装置及其周边电路的故障的异常状况。即，三个电压满足以下的关系。

Vo_α<Vmax<<Vz    …（12）

顺便说一句，齐纳电压Vz被设为如Vmax<<Vz所示的那样充分高于标准电压的上限值Vmax的原因如下。即，其原因是为了防止保护电路由于可在诸如电源装置的操作开始或功耗部分的负载电流的突然变化的操作状况下出现的振铃（ringing）、电源装置自身的开关噪声或外部噪声而出现误操作。

现在，假定图4所示的反馈电路部分的光电耦合器107不知何种原因地遇到开路故障。在图5中表示得到的电路操作和输出电压的变化。图5从上面起示出以下电压波形：电源装置的输出电压、电源IC101的“输出”端子电压、开关FET 102的Vds、开关FET 102的Id、电源IC 101的FB端子电压以及电源IC 101的IS端子电压。此外，图5示出电源IC 101的BOTOM端子电压和光电耦合器214的输出波形。此外，齐纳电压由在电源装置的输出电压的波形之上的点划线指示。并且，脉冲终止电压由在电源IC 101的BOTOM端子电压的波形之上的双点划线表示。顺便说一句，横轴表示时间。通过图4所示的电源装置，当从变压器113的二次绕组释放在芯部中蓄积的能量时，一般地，输出电压上升，并且，电源IC 101的FB端子电压因此下降。但是，如果光电耦合器107不知何种原因地遇到开路故障，那么流过光电耦合器107的晶体管部分并随反馈电路部分的操作改变的集电极电流Ic变为零。因此，由于从电源IC 101释放的FB端子电流，FB端子电压继续上升。来自电源IC 101的“输出”端子电压的输出依赖于电源IC的FB端子电压与基准电压（未示出）之间的差值，并且，电源IC 101的FB端子电压越高，则开关FET 102的接通占空比越大。这导致正反馈，由此FB端子电压的增加使得接通占空比更大，因此，输出电压继续上升，从而超过标准上限值（Vmax）。

在图5中的时间（A），电源装置的输出电压达到齐纳二极管213的齐纳电压。当齐纳二极管213达到齐纳电压，导致齐纳电流Iz流动时，齐纳二极管213进入齐纳击穿区域，从而导致齐纳电流Iz流过电阻器212、齐纳二极管213和光电耦合器214。当齐纳电流Iz流过光电耦合器214的发光二极管（发光部分）时，光电耦合器214的光电晶体管（受光部分）接通，从而使电源IC 101的BOTOM端子电压上升高于VCC电压。当电源IC 101的BOTOM端子电压在图5中的时间（B）达到脉冲终止电压时，电源IC 101的“输出”端子电压变低。因此，电源IC 101停止开关FET 102的开关操作并中断向二次侧的电力供给。随后，当变压器113在图5中的时间（C）完成向二次侧释放紧接在开关停止之前蓄积的能量时，随着电源装置的二次侧和诸如功耗部分的周边电路消耗电力，输出电压逐渐下降。在图5中的时间（C）之后，当电源装置的输出电压下降为低于齐纳电压时，光电耦合器214关断。这防止对于电源装置及其诸如功耗部分的周边电路的二次伤害。受光部分的设置不限于其中受光部分设置在一次侧的图5中所示的设置。也就是说，受光部分可位于变压器的一次侧或二次侧，只要其可在接收到来自发光部分的光时接通以操作使得开关FET 102的开关操作基于来自发光部分的输出被停止即可。

“过电流状况下的保护电路的操作”

如果配有根据本实施例的电源装置的设备的功耗部分中的最大负载电流为α[A]，那么电源装置的输出电压Vo_α由上式（11）给出。类似地，输出电压Vo_α、设备的标准电压的上限值Vmax和齐纳二极管213的齐纳电压Vz之间的关系如参照式（12）描述的那样。

现在，假定在功耗部分中出现一些故障，从而导致具有α[A]或更大的最大电流的过电流状况（α+n[A]）。然后，输出电压Vo_α+n变为：

Vo_α+n＝{Vin+（（α+n）×R211）}×（R205+R206）/R206…（13）

因此，当根据本实施例被配置时，根据本实施例的输出电压与负载电流的增加成比例地增加。因此，如果此时输出电压Vo_α+n超过齐纳电压Vz，那么配有齐纳二极管213的保护电路进行操作，从而如上述的针对过电压状况的保护电路的操作那样地中断对于二次侧的电力供给。具体地，如果过量电流流动从而满足以下的条件，

dVn＝（n×R211）×（R205+R206）/R206>dVz  …（14）

这里，（i）dVn＝Vo_α+n-Vo_α，

（ii）dVz＝Vz-Vo_α，

则保护电路进行操作并且中断对于二次侧的电力供给。

这样，本实施例可通过使用由齐纳二极管213和光电耦合器214构成的同一保护电路部分检测由于电源装置及其周边电路的故障导致的过电压和过电流状况，并停止来自电源装置的电力供给。本实施例允许通过使用同一电路检测过电压和过电流状况的原因在于，如参照图3描述的那样，电源装置附近的输出电压与负载电流成比例。并且，由于保护电路被配置于二次侧，因此，即使出现过电流状况，与配置于一次侧的保护电路不同，装置也可在不受AC电压影响的情况下相对精确地得到保护。这使得能够在保持与常规的技术相当的检测精度的同时减少安装面积并降低成本。

应当注意，虽然根据本实施例的保护电路配有齐纳二极管，但是，这不是要限制本发明的应用范围。具体地，当保护电路配有诸如比较器或晶体管的有源元件或诸如电阻器的无源元件时，本发明也是适用的。即，本实施例使得能够减小由互连电源装置与功耗部分的路径上的阻抗导致的电压降并减少轻负载时的功耗。此外，通过不受AC电压的变化影响的配置于二次侧的同一保护电路能够实现针对过电压和过电流的保护。

下面将描述第三实施例。

在第一和第二实施例中描述的电源装置适用作图像形成装置的控制器（控制部分）的电源。以下将描述应用根据第一或第二实施例的电源装置的图像形成装置的配置。

图像形成装置的配置

作为图像形成装置的例子，描述激光束打印机。在图6中示出作为电子照相打印机的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机300包含适于用作上面形成静电潜像的图像承载部件的感光鼓311、适于使感光鼓311均匀带电的带电部分317（带电单元）、和适于用调色剂将在感光鼓311上形成的静电潜像显影的显影部分312（显影单元）。然后，在感光鼓311上显影的调色剂图像通过转印部分318（转印单元）被转印到从盒子316供给的作为记录材料供给的片材（未示出）上。转印到片材的调色剂图像通过定影装置314被定影，然后，片材被排出到托盘315。感光鼓311、带电部分317、显影部分312和转印部分318构成图像形成部分。并且，激光束打印机300包含在第一或第二实施例中被描述的但在图6中没有示出的电源装置。顺便说一句，根据第一和第二实施例的电源装置不仅适用于作为例子的图6所示的图像形成装置，而且适用于配有多个图像形成部分的图像形成装置。此外，电源装置适用于配有适于将调色剂图像从感光鼓311转印到中间转印带的一次转印部分和适于将调色剂图像从中间转印带转印到片材的二次转印部分的图像形成装置。

激光束打印机300配有适于控制图像形成部分的图像形成操作和片材传输操作的控制器（未示出），并且在第一或第二实施例中描述的电源装置例如向控制器供给电力。即，根据第一和第二实施例的功耗部分与控制器对应。电源装置和控制器例如通过电缆被互连，并且，根据本实施例的附连于图像形成装置的电源装置可减少由电缆的线阻抗导致的电压降。并且，根据本实施例的图像形成装置可减少待机状态中的功耗以便节电。并且，配有根据第二实施例的电源装置的图像形成装置使得能够通过使用不受AC电压的变化影响的配置于二次侧的同一保护电路实现针对过电压和过电流的保护。

因此，本实施例使得能够减小由互连电源装置和功耗部分的路径上的阻抗导致的电压降并减少轻负载时的功耗。

虽然已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于公开的示例性实施例。以下的权利要求的范围应被赋予最宽泛的解释以包含所有的这样的变更方式以及等同的结构和功能。

Claims (12)

1.一种电源装置，包括：

变压器；

开关部分，适于驱动变压器的一次侧；

反馈部分，适于比较通过将从变压器的二次侧输出的输出电压在第一电阻器和第二电阻器之间分压获得的电压与基准电压，并且反馈基于比较结果的输出，第一电阻器和第二电阻器被串联连接；

控制部分，被设置在变压器的一次侧并适于基于来自反馈部分的输出控制开关部分的操作；以及

电阻器，适于在变压器的二次侧将第一接地与第二接地相互分离，第一接地位于被供给所述输出电压的负载侧，而第二接地位于比第一接地更接近变压器的位置，其中，

第二电阻器与第二接地连接，并且，基准电压与第一接地连接。

2.根据权利要求1的电源装置，其中，所述电阻器的电阻值基于电缆的阻抗以及基于第一电阻器与第二电阻器之间的电压比被确定，该电缆被连接以向负载供给所述输出电压。

3.根据权利要求1或2的电源装置，其中，所述电阻器包含适于检测流过负载的电流的电流检测电阻器。

4.根据权利要求1的电源装置，还包括设置在变压器的二次侧并适于检测过电压状况或过电流状况的保护部分。

5.根据权利要求4的电源装置，其中，所述保护部分包含：

齐纳二极管，设置在变压器的二次侧，并适于在所述输出电压或与流过负载的电流和所述电阻器对应的电压中的一个超过阈值电压时使电流通过，

发光部分，与齐纳二极管串联连接；以及

受光部分，设置在变压器的一次侧并适于接收来自发光部分的光。

6.根据权利要求5的电源装置，其中，控制部分根据来自受光部分的输出来停止开关部分的操作。

7.一种图像形成装置，包括：

图像形成部分，适于形成图像；

控制部分，适于控制图像形成部分的操作；以及

电源，适于向控制部分供给电力，

其中，所述电源包含：

变压器；

开关部分，适于驱动变压器的一次侧；

反馈部分，适于比较通过将从变压器的二次侧输出的输出电压在第一电阻器和第二电阻器之间分压获得的电压与基准电压，并且反馈基于比较结果的输出，第一电阻器和第二电阻器被串联连接；

控制部分，被设置在变压器的一次侧并适于基于来自反馈部分的输出控制开关部分的操作；以及

电阻器，适于在变压器的二次侧将第一接地与第二接地相互分离，第一接地位于被供给所述输出电压的负载侧，而第二接地位于比第一接地更接近变压器的位置，

其中，第二电阻器与第二接地连接，并且，基准电压与第一接地连接。

8.根据权利要求7的图像形成装置，其中，所述电阻器的电阻值基于电缆的阻抗以及基于第一电阻器与第二电阻器之间的电压比被确定，该电缆被连接以向负载供给输出电压。

9.根据权利要求7或8的图像形成装置，其中，所述电阻器是适于检测流过负载的电流的电流检测电阻器。

10.根据权利要求7的图像形成装置，其中，还包括设置在变压器的二次侧并适于检测过电压状况或过电流状况的保护部分。

11.根据权利要求10的图像形成装置，其中，保护部分包含：

齐纳二极管，设置在变压器的二次侧，并适于在所述输出电压或与流过负载的电流和所述电阻器对应的电压中的一个超过阈值电压时使电流通过，

发光部分，与齐纳二极管串联连接；以及

受光部分，设置在变压器的一次侧并适于接收来自发光部分的光。

12.根据权利要求11的图像形成装置，其中，该控制部分根据来自受光部分的输出停止开关部分的操作。

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