CN102946200A - 一种宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换控制方法及其装置 - Google Patents

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张斐
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杨平
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Abstract

本发明公开了一种宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器控制方法及其装置，在传统反激功率因数校正变换器的开关管Q1与反激变压器T的原边绕组2端之间串联一个开关管Q2，开关管Q1与开关管Q2之间连接功率二极管D6的阳极，功率二极管D6的阴极接反激变压器T原边绕组的1端。通过如上设计拓宽了传统反激功率因数变换器的带载能力。本发明在同样主电路参数的前提下，可以提高传统反激功率因数校正器的负载范围，降低变压器原边绕组所连开关管承受的电压应力。本发明的宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器效率高，同时能保证在整个输入电压范围内获得单位功率因数。

Description

一种宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换控制方法及其装置
技术领域
本发明涉及电力控制设备，尤其是一种低电压应力的反激功率因数校正变换器控制方法及其装置。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1，但是Boost功率因数校正有输出电压高的缺点。在小功率的应用场合，Buck-降压拓扑和反激变换器经常使用，但是Buck电路实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重。而反激变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器。反激功率因数校正器通常有断续模式和临界连续模式两种工作模式。断续模式反激功率因数校正器可以获得单位功率因数，但是其峰值电流很大，使开关管的导通损耗增大并影响变换器效率；临界连续模式反激功率因数校正器，其导通时间在一个工频周期内是固定的，虽然效率比断续模式反激功率因数校正器高，但是不能获得单位功率因数，功率因数和总谐波畸变都比断续模式反激功率因数校正器差。
发明内容
本发明的目的是提供一种新颖的具有宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器及其控制方法，采用该方法可使反激功率因数校正器获得单位功率因数，降低开关管承受的电压应力，并提高了变换器的带载能力。
本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是一种具有宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器控制方法，其具体作法是：
在传统反激功率因数校正变换器的开关管Q1与反激变压器T的原边绕组2端之间串联一个开关管Q2，开关管Q1与开关管Q2之间连接功率二极管D6的阳极，功率二极管D6的阴极接反激变压器T原边绕组的1端。
在对传统反激功率因数校正变换器作如上设置后，由R1和R2组成的输出电压采样对变换器输出电压vo(t)采样后输入运算放大器的负端，运算放大器的正端输入参考电压信号Vref，经过补偿网络后运算放大器输出补偿控制信号Vcomp。把锯齿波发生器输出的锯齿波和补偿控制信号Vcomp分别输入比较器1的正端和负端。比较器1的输出信号经过RS-触发器1后输入到半桥驱动电路，经驱动电路放大后输出给开关管Q1。当锯齿波发生器输出的锯齿波电压大于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1关断，当锯齿波发生器输出的锯齿波电压小于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1导通；且设定补偿网络使整个电压控制环路的截止频率远小于工频，则运算放大器输出的补偿控制信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。输入电压vin(t)与负载电流io(t)信号分别输入正弦波发生电路，产生的正弦波信号输入到比较器2的负端，比较器2的正端输入信号为反激变压器副边输出电流信号iL2(t)。比较器2的输出信号与比较器1的输出信号经过或门后输入RS-触发器2，其输出再经过半桥驱动电路放大后输出给开关管Q2。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、相对于传统的反激功率因数校正器，采用本发明的宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器及其控制，可以获得单位功率因数和更小的总谐波畸变；2、相对于传统的反激功率因数校正变换器，采用本发明的宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器及其控制，在同样的主电路参数条件下可以适用于更大功率的功率因数校正变换器，在获得同样高的功率因数的情况下，可以获得更高的效率。3、相对于传统的反激功率因数校正变换器，采用本发明的宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器及其控制，可以降低开关管承受的电压应力，降低了开关管的选择难度，同时降低了变换器成本并提高了效率。
本发明的另一目的是提供一种实现以上功率因数校正方法的装置。其具体构造采用：
在传统反激功率因数校正变换器的开关管Q1与反激变压器T的原边绕组2端之间串联一个开关管Q2，开关管Q1与开关管Q2之间连接功率二极管D6的阳极，功率二极管D6的阴极接反激变压器T原边绕组的1端。由R1和R2组成的输出电压采样对变换器输出电压vo(t)采样后输入运算放大器的负端，运算放大器的正端输入参考电压信号Vref，经过补偿网络后运算放大器输出补偿控制信号Vcomp。把锯齿波发生器输出的锯齿波和补偿控制信号Vcomp分别输入比较器1的正端和负端。比较器1的输出信号经过RS-触发器1后输入到半桥驱动电路，经驱动电路放大后输出给开关管Q1。当锯齿波发生器输出的锯齿波电压大于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1关断，当锯齿波发生器输出的锯齿波电压小于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1导通；且设定补偿网络使整个电压控制环路的截止频率远小于工频，则运算放大器输出的补偿控制信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。输入电压vin(t)与负载电流io(t)信号反别输入正弦波发生电路，产生的正弦波信号输入到比较器2的负端，比较器2的正端输入信号为反激变压器副边输出电流信号iL2(t)。比较器2的输出信号与比较器1的输出信号经过或门后输入RS-触发器2，其输出再经过半桥驱动电路放大后输出给开关管Q2。可见，采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。
附图说明
图1为宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器***结构框图。
图2为传统反激功率因数校正变换器在100W负载功率下的主要波形图。
图3为传统反激功率因数校正变换器在200W负载功率下的主要波形图。
图4为本发明实施例一在100W负载功率下的主要波形图。
图5为本发明实施例一在200W负载功率下的主要波形图。
图6为本发明实施例二的电路结构示意图。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
实施例一
图1为本发明实施例一的结构框图。
本发明的一种具体实施方式为，一种宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器的拓扑结构和控制方法，其具体作法是：
在传统反激功率因数校正变换器的开关管Q1与反激变压器T的原边绕组2端之间串联一个开关管Q2，开关管Q1与开关管Q2之间连接功率二极管D6的阳极，功率二极管D6的阴极接反激变压器T原边绕组的1端。
由R1和R2组成的输出电压采样对变换器输出电压vo(t)采样后输入运算放大器的负端，运算放大器的正端输入参考电压信号Vref，经过补偿网络后运算放大器输出补偿控制信号Vcomp。把锯齿波发生器输出的锯齿波和补偿控制信号Vcomp分别输入比较器1的正端和负端。比较器1的输出信号经过RS-触发器1后输入到半桥驱动电路，经驱动电路放大后输出给开关管Q1。当锯齿波发生器输出的锯齿波电压大于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1关断，当锯齿波发生器输出的锯齿波电压小于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1导通；且设定补偿网络使整个电压控制环路的截止频率远小于工频，则运算放大器输出的补偿控制信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。输入电压vin(t)与负载电流io(t)信号反别输入正弦波发生电路，产生的正弦波信号输入到比较器2的负端，比较器2的正端输入信号为反激变压器副边输出电流信号iL2(t)。比较器2的输出信号与比较器1的输出信号经过或门后输入RS-触发器2，其输出再经过半桥驱动电路放大后输出给开关管Q2。
利用SIMetrix/SIMPLIS仿真软件分别对传统反激功率因数校正变换器和本发明实施例一进校时域仿真，仿真结果波形如下：
图2为传统反激功率因数校正变换器在100W负载功率下的时域仿真波形，从上到下依次为开关管Q1承受的电压应力波形、输出电压波形、输入电压波形合输入电流波形。从图2可以看出，输入电流很好的跟踪了输入电压的波形，该电源具有很高的功率因数。此时反激功率因数校正变换器输出电压稳定在48V，稳态时开关管Q1承受的最大电压应力为300V。
图3为传统反激功率因数校正变换器在200W负载功率下的时域仿真波形，从上到下依次为开关管Q1承受的电压应力波形、输出电压波形、输入电压波形合输入电流波形。从图3可以看出，当负载功率增大时，输入电流在峰值点附近发生畸变，无法跟踪输入电压的波形，降低了电源的功率因数。此时反激功率因数校正变换器输出电压稳定在48V，稳态时开关管Q1承受的最大电压应力为450V。
图4为本发明实施例一在100W负载功率下的时域仿真波形，从上到下依次为开关管Q2承受的电压应力波形、开关管Q1承受的电压应力波形、输出电压波形、输入电压波形合输入电流波形。从图4可以看出，输入电流很好的跟踪了输入电压的波形，该电源具有很高的功率因数。此时反激功率因数校正变换器输出电压稳定在48V，稳态时开关管Q1承受的最大电压应力为180V，稳态时开关管Q1承受的最大电压应力为140V。
图5为本发明实施例一在200W负载功率下的时域仿真波形，从上到下依次为开关管Q2承受的电压应力波形、开关管Q1承受的电压应力波形、输出电压波形、输入电压波形合输入电流波形。从图5可以看出，负载增大时本发明实施例一的输入电流仍然很好的跟踪了输入电压的波形，该电源具有很高的功率因数。此时反激功率因数校正变换器输出电压稳定在48V，稳态时开关管Q1承受的最大电压应力为200V，稳态时开关管Q1承受的最大电压应力为140V。
由图2～图5可以看出，传统反激功率因数校正变换器在200W负载功率下无法正常工作；但是在同样的主电路参数条件下，本发明实施例一在100W与200W负载功率下，均可以实现输入电流很好的跟踪了输入电压的波形，具有很高的功率因数，且开关管Q1与Q2承受的电压应力均小于传统反激功率因数校正变换器中开关管Q1承受的电压应力。
实施例二
图6示出，本例与实施例一相比，不同之处是：开关电源的功率因数校正变换器为正激变换器。控制方式和工作过程与实施例一类似。同样能通过仿真结果证明，它能实现本发明的目的。
本发明方法除可用于以上实施例中的反激功率因数校正变换器组成的开关电源外，也可用于正激功率因数校正变换器等隔离型功率因数校正变换器电路组成的功率因数开关电源。

Claims (3)

1.一种宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器控制方法，其特征在于：在传统反激功率因数校正变换器的开关管Q1与反激变压器T的原边绕组2端之间串联一个开关管Q2，开关管Q1与开关管Q2之间连接功率二极管D6的阳极，功率二极管D6的阴极接反激变压器T原边绕组的1端；在对传统反激功率因数校正变换器作如上设置后，由R1和R2组成的输出电压采样对变换器输出电压vo(t)采样后输入运算放大器的负端，运算放大器的正端输入参考电压信号Vref，经过补偿网络后运算放大器输出补偿控制信号Vcomp，把锯齿波发生器输出的锯齿波和补偿控制信号Vcomp分别输入比较器1的正端和负端；比较器1的输出信号经过RS-触发器1后输入到半桥驱动电路，经驱动电路放大后输出给开关管Q1；当锯齿波发生器输出的锯齿波电压大于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1关断，当锯齿波发生器输出的锯齿波电压小于补偿控制信号Vcomp时开关管Q1导通；且设定补偿网络使整个电压控制环路的截止频率远小于工频，则运算放大器输出的补偿控制信号Vcomp在半个工频周期内维持不变；输入电压vin(t)与负载电流io(t)信号分别输入正弦波发生电路，产生的正弦波信号输入到比较器2的负端，比较器2的正端输入信号为反激变压器副边输出电流信号iL2(t)；比较器2的输出信号与比较器1的输出信号经过或门后输入RS-触发器2，其输出再经过半桥驱动电路放大后输出给开关管Q2。
2.一种实现权利要求或1所述方法的宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器装置，由改进的反激功率因数校正变换器和控制器组成，其特征在于，在传统反激功率因数校正变换器的开关管Q1与反激变压器T的原边绕组2端之间串联一个开关管Q2，开关管Q1与开关管Q2之间连接功率二极管D6的阳极，功率二极管D6的阴极接反激变压器T原边绕组的1端。
3.如权利要求2所述的宽负载范围的低电压应力反激功率因数校正变换器控制装置，其特征在于，所述反激变换器拓扑也可替换为隔离型功率因数校正变换器拓扑：如正激变换器拓扑。
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