CN113965096A - 带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器 - Google Patents

带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器 Download PDF

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Abstract

带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，属于电力电子技术领域。本发明解决了现有串联型12脉波整流器谐波抑制能力差的问题。本发明通过控制PWM信号驱动电路输出PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路中的开关管S1的门极进行控制，来控制开关管S1的导通和关断，当网侧输入电压或者流过负载的电流变化时，采样的负载电流信号id的值随之改变，给定电流isref也相应改变，辅助功率因数校正电路中开关管的动作也相应改变，使得辅助功率因数校正电路的输入电流跟随注入电流的给定信号isref相应变化，进而保证对12脉波整流器输入电流谐波的有效抑制。本发明主要用于工业整流领域。

Description

带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种串联型12脉波整流器。
背景技术
串联型12脉波整流器具有结构简单、可靠性高、成本低廉和EMI低等优点，被广泛应用于中高压大功率场合，例如：船舶电力推进、高压直流输电和大功率快速充电等领域，与常规三相整流器相比，它能消除输入电流中的5、7次谐波，但输出电流中仍含有大量的12n±1次谐波，仍然会给电路带来较严重的谐波污染，不能满足工业应用和IEEE519或IEC-6的谐波标准要求。
为了进一步抑制串联型12脉波整流器产生的谐波，当前有多种方法被提出。总体而言，主要包括两种方法：一种是采用有源、无源和混合型滤波器来补偿整流器产生的谐波。无源滤波器具有结构简单、成本低廉的优点，但无源滤波器的谐波补偿能力有限，只能补偿某些低次谐波，而且无源滤波器的谐波补偿效果与电路的运行参数具有较大关系，当***的运行状态发生改变时，其谐波抑制效果也会产生较大变化。有源滤波器具有谐波抑制效果好这一优点，但有源滤波器的设计相对复杂，不仅增加了成本，而且降低了***的可靠性。
另一种是对现有的12脉波整流器进行改造。大功率场合最常用的方法为通过增加整流器的脉波数来进一步降低输入电流的谐波，较为常见的是通过增加移相变压器输出电压的相数，经多个整流桥移相多重连接后达到增加整流器脉波数的目的，进而实现整流器谐波的进一步抑制，然而随着整流器脉波数的增加，移相变压器的绕组数也随之成倍增加，不仅增加了移相变压器的制造设计难度，而且绕组间的对称性也难以保证，这会在输入电流中引起非特征次谐波，从而降低了整流器的谐波抑制效果。为了解决这一矛盾，串联型12脉波整流器的直流侧无源脉波倍增技术被提出，它通过在直流侧引入一个小的无源环节来调制并增加两整流桥的输出电流模态，然后根据交直流侧电流关系将整流器的输入台阶数增加为24，将输入电流的THD降低为原来的1倍左右，该方法具有电路结构简单、可靠性高和易于实现的优点，但是这种直流侧脉波倍增方法的谐波抑制能力有限，输入电流的THD仍高于5％，不能满足实际工业应用要求，因此，以上问题亟需解决。
发明内容
本发明目的是为了解决现有串联型12脉波整流器谐波抑制能力差的问题，本发明提供了带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器；该串联型12脉波整流器以下两种结构：
第一种结构：
带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，包括移相变压器、第一整流桥、第二整流桥、辅助单相变压器、辅助功率因数校正电路、平衡电抗器、负载电流采样电路、减法器、同步信号采样电路、12倍频三角波生成电路、输入电流采样电路、注入电流给定电路、PWM信号驱动电路、滞环比较器、电容C1和电容C2；
移相变压器，用于对电网输出的三相电压移相后，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为第一整流桥和第二整流桥的输入电压；
第一整流桥的正极性输出端与电容C1的一端和负载的正极性端同时连接；第一整流桥的负极性输出端与第二整流桥的正极性端、辅助功率因数校正电路的输出侧正极性端M和辅助单相变压器原边绕组的一端同时连接；第二整流桥的负极性端与辅助功率因数校正电路的输出侧负极性端N、电容C2的一端和负载的负极性端同时连接；
辅助单相变压器原边绕组的另一端与平衡电抗器的中心抽头输出端D相连接，辅助单相变压器副边绕组的两端分别与辅助功率因数校正电路的输入侧正极性端A和输入侧负极性端B连接；
平衡电抗器的一端与电容C1的另一端连接，平衡电抗器的另一端与电容C2的另一端连接；
同步信号采样电路用于同步采集ua1和ub1，并将同步采集的ua1和ub1送到12倍频三角波生成电路后，生成三角波信号发送至注入电流给定电路；其中，12倍频三角波生成电路生成的三角波信号与辅助单相变压器副边绕组输出的三角波信号同频、同相且同步；
ua1为从移相变压器输入至第二整流桥中三相电压中的a相电压；
ub1为从移相变压器输入至第二整流桥中三相电压中的b相电压；
负载电流采样电路用于采集流经负载的负载电流信号id，并将采集的负载电流信号id送至注入电流给定电路；
注入电流给定电路用于对接收的生成三角波信号和负载电流信号id进行相乘后，生成的给定信号isref送至减法器的正输入端；
输入电流采样电路用于采集输入至辅助功率因数校正电路中流过电感Ls的电流信号isf，并将采集的电流信号isf送至减法器的负输入端；
减法器将给定信号isref与电流信号isf进行作差，差值结果送至滞环比较器；其中，给定信号isref作为被减数，电流信号isf作为减数；
滞环比较器用于根据接收的差值结果和预设的环宽，生成控制信号对PWM信号驱动电路进行驱动控制，使PWM信号驱动电路根据接收的控制信号生成相应的PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路中的开关管S1的门极进行驱动控制；
其中，预设的环宽等于预设的滞环边界上限与预设的滞环边界下限的差值。
第二种结构：
带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，包括移相变压器、第一整流桥、第二整流桥、第一辅助单相变压器、辅助功率因数校正电路、第二辅助单相变压器、负载电流采样电路、减法器、同步信号采样电路、12倍频三角波生成电路、输入电流采样电路、注入电流给定电路、PWM信号驱动电路、滞环比较器、电容C1和电容C2；
移相变压器，用于对电网输出的三相电压移相后，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为第一整流桥和第二整流桥的输入电压；
第一整流桥的正极性输出端与电容C1的一端、辅助功率因数校正电路的输出侧正极性端P和负载的正极性端同时连接，第一整流桥的负极性端与第二整流桥的正极性端连接于端点O；第二整流桥的负极性端与电容C2的一端、辅助功率因数校正电路的负极性端N和负载的负极性端同时连接；
第一辅助单相变压器原边绕组的一端B与电容C1的另一端连接，第二辅助单相变压器原边绕组的一端D与电容C2的另一端连接，
第一辅助单相变压器原边绕组的另一端与第二辅助单相变压器原边绕组的另一端接于端点A，端点O与端点A相连接；
第一辅助单相变压器的副边绕组的一端E和第二辅助单相变压器的副边绕组的一端F分别与辅助功率因数校正电路的输入侧正极性端E和辅助功率因数校正电路的输入侧负极性端F；
第一辅助单相变压器副边绕组的另一端和第二辅助单相变压器副边绕组的另一端连接；
同步信号采样电路用于同步采集ua1和ub1，并将同步采集的ua1和ub1送到12倍频三角波生成电路后，生成三角波信号发送至注入电流给定电路；其中，12倍频三角波生成电路生成的三角波信号与辅助功率因数校正电路的输入侧所接收的三角波信号同频、同相且同步；
ua1为从移相变压器输入至第二整流桥中三相电压中的a相电压；
ub1为从移相变压器输入至第二整流桥中三相电压中的b相电压；
负载电流采样电路用于采集流经负载的负载电流信号id，并将采集的负载电流信号id送至注入电流给定电路；
注入电流给定电路用于对接收的生成三角波信号和负载电流信号id进行相乘后，生成的给定信号isref送至减法器的正输入端；
输入电流采样电路用于采集输入至辅助功率因数校正电路中流过电感Ls的电流信号isf，并将采集的电流信号isf送至减法器的负输入端；
减法器将给定信号isref与电流信号isf进行作差，差值结果送至滞环比较器；其中，给定信号isref作为被减数，电流信号isf作为减数；
滞环比较器用于根据接收的差值结果和预设的环宽，生成控制信号对PWM信号驱动电路进行驱动控制，使PWM信号驱动电路根据接收的控制信号生成相应的PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路中的开关管S1的门极进行驱动控制；
其中，预设的环宽等于预设的滞环边界上限与预设的滞环边界下限的差值。
原理分析：
本发明通过在串联型12脉波整流器的直流侧引入辅助功率因数校正电路，来根据负载电流的大小控制辅助功率因数校正电路中开关管S1的开通和关断，使得流过辅助单相变压器的原边绕组(针对图1所示的第一种结构)或者直流侧A端与O端之间导线(针对图8所示的第二种结构)的电流是幅值为负载电流幅值的2倍，频率为网侧输入电压频率6倍的特定正负对称的三角波电流，然后根据12脉波整流器的交直流侧电路关系，将12脉波整流器的输入电流校正为THD小于5％的近似正弦波。当网侧输入电压或者流过负载的电流变化时，采样的负载电流信号id的值随之改变，给定电流isref也相应改变，辅助功率因数校正电路中开关管的动作也相应改变，使得辅助功率因数校正电路的输入电流跟随注入电流的给定信号isref相应变化，进而保证对12脉波整流器输入电流谐波的有效抑制。
本发明带来的有益效果是：
1、无需增加移相变压器绕组的个数和整流桥的个数，通过在直流侧引入一个小容量(小于输出功率3％)的辅助功率因数校正电路，即可将整流器的输入电流THD降低一个数量级，满足工业应用要求和IEEE519等谐波标准的要求。
2、直流侧的辅助功率因数校正电路工作于单位功率因数状态，它将从整流器中提取的谐波能量回馈给负载，提高了整流器能量转换的效率，避免能量浪费。
3、辅助功率因数校正电路可采用Vienna电路结构或Boost电路结构，仅需一个可控开关器件即可将串联型12脉波整流器的输入电流THD降低到5％以内，具有电路结构简单、易于控制和成本低廉的优点。
附图说明
图1为具体实施方式一所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的结构示意图；该结构为本发明的第一种结构；
图2为具体实施方式二所述的辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的具体结构示意图；
图3为具体实施方式一或四所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的工作过程的曲线图；其中，横坐标表示时间，纵坐标表示电流；
图4为在t0至t1时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图5为在t1至t2时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图6为在t3至t4时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图7为在t4至t5时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图8为具体实施方式四所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的结构示意图；该结构为本发明的第二种结构；
图9为具体实施方式四所述的辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的结构示意图；
图10为在t0至t1时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图11为在t1至t2时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图12为在t3至t4时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
图13为在t4至t5时段内，辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路时的工作状态示意图；
其中，图9至图13中，ud表示负载6两端的电压。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，包括移相变压器1、第一整流桥2、第二整流桥3、辅助单相变压器4、辅助功率因数校正电路5、平衡电抗器7、负载电流采样电路8、减法器9、同步信号采样电路10、12倍频三角波生成电路11、输入电流采样电路12、注入电流给定电路13、PWM信号驱动电路14、滞环比较器15、电容C1和电容C2；
移相变压器1，用于对电网输出的三相电压移相后，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为第一整流桥2和第二整流桥3的输入电压；
第一整流桥2的正极性输出端与电容C1的一端和负载6的正极性端同时连接；第一整流桥2的负极性输出端与第二整流桥3的正极性端、辅助功率因数校正电路5的输出侧正极性端M和辅助单相变压器4原边绕组的一端同时连接；第二整流桥3的负极性端与辅助功率因数校正电路5的输出侧负极性端N、电容C2的一端和负载6的负极性端同时连接；
辅助单相变压器4原边绕组的另一端与平衡电抗器7的中心抽头输出端D相连接，辅助单相变压器4副边绕组的两端分别与辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A和输入侧负极性端B连接；
平衡电抗器7的一端与电容C1的另一端连接，平衡电抗器7的另一端与电容C2的另一端连接；
同步信号采样电路10用于同步采集ua1和ub1，并将同步采集的ua1和ub1送到12倍频三角波生成电路11后，生成三角波信号发送至注入电流给定电路13；其中，12倍频三角波生成电路11生成的三角波信号与辅助单相变压器4副边绕组输出的三角波信号同频、同相且同步；
ua1为从移相变压器1输入至第二整流桥3中三相电压中的a相电压；
ub1为从移相变压器1输入至第二整流桥3中三相电压中的b相电压；
负载电流采样电路8用于采集流经负载6的负载电流信号id，并将采集的负载电流信号id送至注入电流给定电路13；
注入电流给定电路13用于对接收的生成三角波信号和负载电流信号id进行相乘后，生成的给定信号isref送至减法器9的正输入端；
输入电流采样电路12用于采集输入至辅助功率因数校正电路5中流过电感Ls的电流信号isf，并将采集的电流信号isf送至减法器9的负输入端；
减法器9将给定信号isref与电流信号isf进行作差，差值结果送至滞环比较器15；其中，给定信号isref作为被减数，电流信号isf作为减数；
滞环比较器15用于根据接收的差值结果和预设的环宽，生成控制信号对PWM信号驱动电路14进行驱动控制，使PWM信号驱动电路14根据接收的控制信号生成相应的PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路5中的开关管S1的门极进行驱动控制；
其中，预设的环宽等于预设的滞环边界上限与预设的滞环边界下限的差值。
本实施方式中，PWM信号驱动电路14输出PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路5中的开关管S1的门极进行控制，来控制开关管S1的导通和关断，当网侧输入电压或者流过负载6的电流变化时，采样的负载电流信号id的值随之改变，给定电流isref也相应改变，辅助功率因数校正电路5中开关管的动作也相应改变，使得辅助功率因数校正电路5的输入电流跟随注入电流的给定信号isref相应变化，进而保证对12脉波整流器输入电流谐波的有效抑制。
具体应用时，滞环比较器14可以采用PI控制器等控制器，也可以采用预测控制等控制方法来进行控制。
移相变压器1可以选用输出两组相位相差30°的任意一种隔离型变压器，包括但不限于：星-角-星型隔离变压器、多边形型隔离变压器和zig-zag型隔离变压器等移相变压器。
具体实施方式二：下面结合图2说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的区别在于，所述辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路，辅助Boost型功率因数校正电路包括二极管D1至D5、电感Ls和开关管S1；
二极管D1的阳极和二极管D3的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A；
二极管D2的阳极和二极管D4的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端B；
二极管D1的阴极、二极管D2的阴极和电感Ls的一端同时连接；
二极管D3的阳极、二极管D4的阳极和开关管S1的阳极连接后，作为辅助功率因数校正电路5的输出侧负极性端N；
电感Ls的另一端与二极管D5的阳极和开关管S1的阴极同时连接；
开关管D5的阴极作为辅助功率因数校正电路5的输出侧正极性端M。
本实施方式中，流过电感Ls的电流为12倍输入电压频率的直流三角波电流。
辅助单相变压器4的输出电压的频率为电网输出的三相电压频率的6倍，其辅助单相变压器4的输出电压形状为近似对称的三角波。
所述的辅助功率因数校正电路5，也可以采用其他可以产生合适的三角波电流并能工作于单位功率因数的可控整流电路，包括但不限于：单相PWM整流电路和vienna整流电路。
具体实施方式三：下面结合图3至图7说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式二所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的区别在于，辅助功率因数校正电路5包括4种工作模式，具体如下：
工作模式Ⅰ：结合图3和图4进行说明，在t0时刻，二极管D1、开关管S1和二极管D4导通，二极管D2、二极管D3和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管S1和二极管D4，此时，输入至辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A和其输入侧负极性端B间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls上的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t1时刻，流经电感Ls的电流isf达到预设的滞环边界上限，开关管S1关断，该种工作模式结束；t1＞t0；
工作模式Ⅱ：结合图3和图5进行说明,在t1时刻，二极管D2、二极管D3和开关管S1关断，二极管D1、二极管D4和二极管D5导通，此时，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A的电流is的传播方向依然为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管D5、负载6和二极管D4续流，并且流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中，在t1至t2时段内，电感Ls和辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A与其输入侧负极性端B间的电压us一起为负载6充电；
在t2时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，该种工作模式结束；t2＞t1；
工作模式Ⅲ：结合图3和图6进行说明，在t3至t4时段内，二极管D2、开关管S1和二极管D3导通，二极管D1、二极管D4和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端B的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管S1和二极管D3，此时，输入至辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A和其输入侧负极性端B间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t4时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界上限，开关管S1关断，此种工作模式结束；t4＞t3＞t2＞t1＞t0；
工作模式Ⅳ：结合图3和图7进行说明，在t4时刻，二极管D1、二极管D4和开关管S1关断,二极管D2、二极管D3和开关管D5导通，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端B的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管D5、负载6和二极管D3续流；其中，流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中,在t4至t5时段内,电感Ls和输入至辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端A与其输入侧负极性端B间的电压us一起为负载6充电；
在t5时刻,流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，此种工作模式结束；t5＞t4＞t3＞t2＞t1＞t0。
具体实施方式四：下面结合图8说明本实施方式，本实施方式所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，包括移相变压器1、第一整流桥2、第二整流桥3、第一辅助单相变压器4、辅助功率因数校正电路5、第二辅助单相变压器7、负载电流采样电路8、减法器9、同步信号采样电路10、12倍频三角波生成电路11、输入电流采样电路12、注入电流给定电路13、PWM信号驱动电路14、滞环比较器15、电容C1和电容C2；
移相变压器1，用于对电网输出的三相电压移相后，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为第一整流桥2和第二整流桥3的输入电压；
第一整流桥2的正极性输出端与电容C1的一端、辅助功率因数校正电路5的输出侧正极性端P和负载6的正极性端同时连接，第一整流桥2的负极性端与第二整流桥3的正极性端连接于端点O；第二整流桥3的负极性端与电容C2的一端、辅助功率因数校正电路5的负极性端N和负载6的负极性端同时连接；
第一辅助单相变压器4原边绕组的一端B与电容C1的另一端连接，第二辅助单相变压器7原边绕组的一端D与电容C2的另一端连接，
第一辅助单相变压器4原边绕组的另一端与第二辅助单相变压器7原边绕组的另一端接于端点A，端点O与端点A相连接；
第一辅助单相变压器4的副边绕组的一端E和第二辅助单相变压器7的副边绕组的一端F分别与辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E和辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端F；
第一辅助单相变压器4副边绕组的另一端和第二辅助单相变压器7副边绕组的另一端连接；
同步信号采样电路10用于同步采集ua1和ub1，并将同步采集的ua1和ub1送到12倍频三角波生成电路11后，生成三角波信号发送至注入电流给定电路13；其中，12倍频三角波生成电路11生成的三角波信号与辅助功率因数校正电路5的输入侧所接收的三角波信号同频、同相且同步；
ua1为从移相变压器1输入至第二整流桥3中三相电压中的a相电压；
ub1为从移相变压器1输入至第二整流桥3中三相电压中的b相电压；
负载电流采样电路8用于采集流经负载6的负载电流信号id，并将采集的负载电流信号id送至注入电流给定电路13；
注入电流给定电路13用于对接收的生成三角波信号和负载电流信号id进行相乘后，生成的给定信号isref送至减法器9的正输入端；
输入电流采样电路12用于采集输入至辅助功率因数校正电路5中流过电感Ls的电流信号isf，并将采集的电流信号isf送至减法器9的负输入端；
减法器9将给定信号isref与电流信号isf进行作差，差值结果送至滞环比较器15；其中，给定信号isref作为被减数，电流信号isf作为减数；
滞环比较器15用于根据接收的差值结果和预设的环宽，生成控制信号对PWM信号驱动电路14进行驱动控制，使PWM信号驱动电路14根据接收的控制信号生成相应的PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路5中的开关管S1的门极进行驱动控制；
其中，预设的环宽等于预设的滞环边界上限与预设的滞环边界下限的差值。
本实施方式中，串联型12脉波整流器的直流侧的辅助功率因数校正电路5，来根据负载6电流的大小控制辅助功率因数校正电路5中开关管S1的开通和关断，使得流过辅助单相变压器4的原边绕组的电流是幅值为负载6电流幅值的2倍，频率为网侧输入电压频率6倍的特定正负对称的三角波电流，然后根据12脉波整流器的交直流侧电路关系，将12脉波整流器的输入电流校正为THD小于2％的近似正弦波。当网侧输入电压或者流过负载6的电流变化时，采样的负载电流信号id的值随之改变，给定电流isref也相应改变，辅助功率因数校正电路5中开关管的动作也相应改变，使得辅助功率因数校正电路5的输入电流跟随注入电流的给定信号isref相应变化，进而保证对12脉波整流器输入电流谐波的有效抑制。具体应用时，滞环比较器14可以采用PI控制器等控制器，也可以采用预测控制等控制方法来进行控制。
移相变压器1可以选用输出两组相位相差30°的任意一种隔离型变压器，包括但不限于：星-角-星型隔离变压器、多边形型隔离变压器和zig-zag型隔离变压器等移相变压器。
具体实施方式五：下面结合图9说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式四所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的区别在于，所述辅助功率因数校正电路5为辅助Boost型功率因数校正电路，辅助Boost型功率因数校正电路包括二极管D1至D5、电感Ls和开关管S1；
二极管D1的阳极和二极管D3的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E；
二极管D2的阳极和二极管D4的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端F；
二极管D1的阴极、二极管D2的阴极和电感Ls的一端同时连接；
二极管D3的阳极、二极管D4的阳极和开关管S1的阳极连接后，作为辅助功率因数校正电路5的输出侧负极性端N；
电感Ls的另一端与二极管D5的阳极和开关管S1的阴极同时连接；
开关管D5的阴极作为辅助功率因数校正电路5的输出侧正极性端M。
本实施方式中，流过电感Ls的电流为12倍输入电压频率的直流三角波电流。
辅助单相变压器4的输出电压的频率为电网输出的三相电压频率的6倍，其辅助单相变压器4的输出电压形状为近似对称的三角波。
所述的辅助功率因数校正电路5，也可以采用其他可以产生合适的三角波电流并能工作于单位功率因数的可控整流电路，包括但不限于：单相PWM整流电路和vienna整流电路。
具体实施方式六：下面结合图3、图9至图13说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式四所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的区别在于，辅助功率因数校正电路5包括4种工作模式，具体如下：
工作模式Ⅰ：结合图3和图10进行说明，在t0时刻，二极管D1、开关管S1和二极管D4导通，二极管D2、二极管D3和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管S1和二极管D4，此时，输入至辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E和其输入侧负极性端F间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls上的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t1时刻，流经电感Ls的电流isf达到预设的滞环边界上限，开关管S1关断，该种工作模式结束；t1＞t0；
工作模式Ⅱ：结合图3和图11进行说明,在t1时刻，二极管D2、二极管D3和开关管S1关断，二极管D1、二极管D4和二极管D5导通，此时，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E的电流is的传播方向依然为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管D5、负载6和二极管D4续流，并且流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中，在t1至t2时段内，电感Ls和辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E与其输入侧负极性端F间的电压us一起为负载6充电；
在t2时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，该种工作模式结束；t2＞t1；
工作模式Ⅲ：结合图3和图12进行说明，在t3至t4时段内，二极管D2、开关管S1和二极管D3导通，二极管D1、二极管D4和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端F的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管S1和二极管D3，此时，输入至辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E和其输入侧负极性端F间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t4时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界上限，开关管S1关断，此种工作模式结束；t4＞t3＞t2＞t1＞t0；
工作模式Ⅳ：结合图3和图13进行说明，在t4时刻，二极管D1、二极管D4和开关管S1关断,二极管D2、二极管D3和开关管D5导通，流经辅助功率因数校正电路5的输入侧负极性端F的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管D5、负载6和二极管D3续流；并且流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中,在t4至t5时段内,电感Ls和输入至辅助功率因数校正电路5的输入侧正极性端E与其输入侧负极性端F间的电压us一起为负载6充电；
在t5时刻,流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，此种工作模式结束；t5＞t4＞t3＞t2＞t1＞t0。
具体实施方式七：下面结合图3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式三或六所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器的区别在于，辅助功率因数校正电路5的4种工作模式中，
电流isf正向流动期间,工作模式Ⅰ和工作模式Ⅱ交替进行；
电流isf反向流动期间,工作模式Ⅲ和工作模式Ⅳ交替进行。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (7)

1.带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，包括移相变压器(1)、第一整流桥(2)、第二整流桥(3)、辅助单相变压器(4)、辅助功率因数校正电路(5)、平衡电抗器(7)、负载电流采样电路(8)、减法器(9)、同步信号采样电路(10)、12倍频三角波生成电路(11)、输入电流采样电路(12)、注入电流给定电路(13)、PWM信号驱动电路(14)、滞环比较器(15)、电容C1和电容C2；
移相变压器(1)，用于对电网输出的三相电压移相后，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为第一整流桥(2)和第二整流桥(3)的输入电压；
第一整流桥(2)的正极性输出端与电容C1的一端和负载(6)的正极性端同时连接；第一整流桥(2)的负极性输出端与第二整流桥(3)的正极性端、辅助功率因数校正电路(5)的输出侧正极性端M和辅助单相变压器(4)原边绕组的一端同时连接；第二整流桥(3)的负极性端与辅助功率因数校正电路(5)的输出侧负极性端N、电容C2的一端和负载(6)的负极性端同时连接；
辅助单相变压器(4)原边绕组的另一端与平衡电抗器(7)的中心抽头输出端D相连接，辅助单相变压器(4)副边绕组的两端分别与辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A和输入侧负极性端B连接；
平衡电抗器(7)的一端与电容C1的另一端连接，平衡电抗器(7)的另一端与电容C2的另一端连接；
同步信号采样电路(10)用于同步采集ua1和ub1，并将同步采集的ua1和ub1送到12倍频三角波生成电路(11)后，生成三角波信号发送至注入电流给定电路(13)；其中，12倍频三角波生成电路(11)生成的三角波信号与辅助单相变压器(4)副边绕组输出的三角波信号同频、同相且同步；
ua1为从移相变压器(1)输入至第二整流桥(3)中三相电压中的a相电压；
ub1为从移相变压器(1)输入至第二整流桥(3)中三相电压中的b相电压；
负载电流采样电路(8)用于采集流经负载(6)的负载电流信号id，并将采集的负载电流信号id送至注入电流给定电路(13)；
注入电流给定电路(13)用于对接收的生成三角波信号和负载电流信号id进行相乘后，生成的给定信号isref送至减法器(9)的正输入端；
输入电流采样电路(12)用于采集输入至辅助功率因数校正电路(5)中流过电感Ls的电流信号isf，并将采集的电流信号isf送至减法器(9)的负输入端；
减法器(9)将给定信号isref与电流信号isf进行作差，差值结果送至滞环比较器(15)；其中，给定信号isref作为被减数，电流信号isf作为减数；
滞环比较器(15)用于根据接收的差值结果和预设的环宽，生成控制信号对PWM信号驱动电路(14)进行驱动控制，使PWM信号驱动电路(14)根据接收的控制信号生成相应的PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路(5)中的开关管S1的门极进行驱动控制；
其中，预设的环宽等于预设的滞环边界上限与预设的滞环边界下限的差值。
2.根据权利要求1所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，所述辅助功率因数校正电路(5)为辅助Boost型功率因数校正电路，辅助Boost型功率因数校正电路包括二极管D1至D5、电感Ls和开关管S1；
二极管D1的阳极和二极管D3的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A；
二极管D2的阳极和二极管D4的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端B；
二极管D1的阴极、二极管D2的阴极和电感Ls的一端同时连接；
二极管D3的阳极、二极管D4的阳极和开关管S1的阳极连接后，作为辅助功率因数校正电路(5)的输出侧负极性端N；
电感Ls的另一端与二极管D5的阳极和开关管S1的阴极同时连接；
开关管D5的阴极作为辅助功率因数校正电路(5)的输出侧正极性端M。
3.根据权利要求2所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，辅助功率因数校正电路(5)包括4种工作模式，具体如下：
工作模式Ⅰ：在t0时刻，二极管D1、开关管S1和二极管D4导通，二极管D2、二极管D3和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管S1和二极管D4，此时，输入至辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A和其输入侧负极性端B间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls上的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t1时刻，流经电感Ls的电流isf达到预设的滞环边界上限，开关管S1关断，该种工作模式结束；t1＞t0；
工作模式Ⅱ：在t1时刻，二极管D2、二极管D3和开关管S1关断，二极管D1、二极管D4和二极管D5导通，此时，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A的电流is的传播方向依然为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管D5、负载(6)和二极管D4续流，并且流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中，在t1至t2时段内，电感Ls和辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A与其输入侧负极性端B间的电压us一起为负载(6)充电；
在t2时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，该种工作模式结束；t2＞t1；
工作模式Ⅲ：在t3至t4时段内，二极管D2、开关管S1和二极管D3导通，二极管D1、二极管D4和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端B的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管S1和二极管D3，此时，输入至辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A和其输入侧负极性端B间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t4时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界上限，开关管S1关断，此种工作模式结束；t4＞t3＞t2＞t1＞t0；
工作模式Ⅳ：在t4时刻，二极管D1、二极管D4和开关管S1关断,二极管D2、二极管D3和开关管D5导通，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端B的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管D5、负载(6)和二极管D3续流；其中，流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中,在t4至t5时段内,电感Ls和输入至辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端A与其输入侧负极性端B间的电压us一起为负载(6)充电；
在t5时刻,流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，此种工作模式结束；t5＞t4＞t3＞t2＞t1＞t0。
4.带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，包括移相变压器(1)、第一整流桥(2)、第二整流桥(3)、第一辅助单相变压器(4)、辅助功率因数校正电路(5)、第二辅助单相变压器(7)、负载电流采样电路(8)、减法器(9)、同步信号采样电路(10)、12倍频三角波生成电路(11)、输入电流采样电路(12)、注入电流给定电路(13)、PWM信号驱动电路(14)、滞环比较器(15)、电容C1和电容C2；
移相变压器(1)，用于对电网输出的三相电压移相后，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为第一整流桥(2)和第二整流桥(3)的输入电压；
第一整流桥(2)的正极性输出端与电容C1的一端、辅助功率因数校正电路(5)的输出侧正极性端P和负载(6)的正极性端同时连接，第一整流桥(2)的负极性端与第二整流桥(3)的正极性端连接于端点O；第二整流桥(3)的负极性端与电容C2的一端、辅助功率因数校正电路(5)的负极性端N和负载(6)的负极性端同时连接；
第一辅助单相变压器(4)原边绕组的一端B与电容C1的另一端连接，第二辅助单相变压器(7)原边绕组的一端D与电容C2的另一端连接，
第一辅助单相变压器(4)原边绕组的另一端与第二辅助单相变压器(7)原边绕组的另一端接于端点A，端点O与端点A相连接；
第一辅助单相变压器(4)的副边绕组的一端E和第二辅助单相变压器(7)的副边绕组的一端F分别与辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E和辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端F；
第一辅助单相变压器(4)副边绕组的另一端和第二辅助单相变压器(7)副边绕组的另一端连接；
同步信号采样电路(10)用于同步采集ua1和ub1，并将同步采集的ua1和ub1送到12倍频三角波生成电路(11)后，生成三角波信号发送至注入电流给定电路(13)；其中，12倍频三角波生成电路(11)生成的三角波信号与辅助功率因数校正电路(5)的输入侧所接收的三角波信号同频、同相且同步；
ua1为从移相变压器(1)输入至第二整流桥(3)中三相电压中的a相电压；
ub1为从移相变压器(1)输入至第二整流桥(3)中三相电压中的b相电压；
负载电流采样电路(8)用于采集流经负载(6)的负载电流信号id，并将采集的负载电流信号id送至注入电流给定电路(13)；
注入电流给定电路(13)用于对接收的生成三角波信号和负载电流信号id进行相乘后，生成的给定信号isref送至减法器(9)的正输入端；
输入电流采样电路(12)用于采集输入至辅助功率因数校正电路(5)中流过电感Ls的电流信号isf，并将采集的电流信号isf送至减法器(9)的负输入端；
减法器(9)将给定信号isref与电流信号isf进行作差，差值结果送至滞环比较器(15)；其中，给定信号isref作为被减数，电流信号isf作为减数；
滞环比较器(15)用于根据接收的差值结果和预设的环宽，生成控制信号对PWM信号驱动电路(14)进行驱动控制，使PWM信号驱动电路(14)根据接收的控制信号生成相应的PWM驱动信号对辅助功率因数校正电路(5)中的开关管S1的门极进行驱动控制；
其中，预设的环宽等于预设的滞环边界上限与预设的滞环边界下限的差值。
5.根据权利要求4所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，所述辅助功率因数校正电路(5)为辅助Boost型功率因数校正电路，辅助功率因数校正电路辅助Boost型功率因数校正电路包括二极管D1至D5、电感Ls和开关管S1；
二极管D1的阳极和二极管D3的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E；
二极管D2的阳极和二极管D4的阴极连接后，作为辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端F；
二极管D1的阴极、二极管D2的阴极和电感Ls的一端同时连接；
二极管D3的阳极、二极管D4的阳极和开关管S1的阳极连接后，作为辅助功率因数校正电路(5)的输出侧负极性端N；
电感Ls的另一端与二极管D5的阳极和开关管S1的阴极同时连接；
开关管D5的阴极作为辅助功率因数校正电路(5)的输出侧正极性端M。
6.根据权利要求5所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，辅助功率因数校正电路(5)包括4种工作模式，具体如下：
工作模式Ⅰ：在t0时刻，二极管D1、开关管S1和二极管D4导通，二极管D2、二极管D3和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管S1和二极管D4，此时，输入至辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E和其输入侧负极性端F间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls上的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t1时刻，流经电感Ls的电流isf达到预设的滞环边界上限，开关管S1关断，该种工作模式结束；t1＞t0；
工作模式Ⅱ：在t1时刻，二极管D2、二极管D3和开关管S1关断，二极管D1、二极管D4和二极管D5导通，此时，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E的电流is的传播方向依然为正向，具体为：电流is依次流经二极管D1、电感Ls、开关管D5、负载(6)和二极管D4续流，并且流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中，在t1至t2时段内，电感Ls和辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E与其输入侧负极性端F间的电压us一起为负载(6)充电；
在t2时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，该种工作模式结束；t2＞t1；
工作模式Ⅲ：在t3至t4时段内，二极管D2、开关管S1和二极管D3导通，二极管D1、二极管D4和二极管D5关闭，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端F的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管S1和二极管D3，此时，输入至辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E和其输入侧负极性端F间的电压us加在电感Ls上，流经电感Ls的电流isf线性上升，电感Ls储存能量；
在t4时刻，流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界上限，开关管S1关断，此种工作模式结束；t4＞t3＞t2＞t1＞t0；
工作模式Ⅳ：在t4时刻，二极管D1、二极管D4和开关管S1关断,二极管D2、二极管D3和开关管D5导通，流经辅助功率因数校正电路(5)的输入侧负极性端F的电流is的传播方向为正向，具体为：电流is依次流经二极管D2、电感Ls、开关管D5、负载(6)和二极管D3续流；并且流经电感Ls的电流isf线性下降；
如图3中,在t4至t5时段内,电感Ls和输入至辅助功率因数校正电路(5)的输入侧正极性端E与其输入侧负极性端F间的电压us一起为负载(6)充电；
在t5时刻,流经电感Ls的电流isf达到设定的滞环边界下限，开关管S1开通，此种工作模式结束；t5＞t4＞t3＞t2＞t1＞t0。
7.根据权利要求3或6所述的带辅助功率因数校正电路的串联型12脉波整流器，其特征在于，辅助功率因数校正电路(5)的4种工作模式中，
电流isf正向流动期间,工作模式Ⅰ和工作模式Ⅱ交替进行；
电流isf反向流动期间,工作模式Ⅲ和工作模式Ⅳ交替进行。
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