CN104467433A - 一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种临界连续模式的单位功率因数反激变换器的控制方法及其装置，用于提高临界连续模式的反激变换器的功率因数。本发明通过对临界连续模式的反激变换器原边开关管的电流峰值包络进行控制，使开关管的电流峰值包络在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化，开关管的关断时间则由变压器副边电流的过零时刻决定。本发明可使临界连续模式反激变换器在整个输入电压范围内获得单位功率因数。

Description

一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方法及其装置
技术领域
本发明涉及电力控制设备，尤其是一种反激功率因数校正变换器的控制方法及其装置。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高的特点而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost变换器具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1等优点，但是Boost功率因数校正变换器在低输出电压时，其功率因数却很低。在小功率的应用场合中，主要采用Buck-降压拓扑和反激变换器，但是在Buck电路实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重；而反激变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器，因此更加适用于PFC领域当中。反激功率因数校正变换器通常有断续模式和临界连续模式两种工作模式。断续模式反激功率因数校正变换器可以自动获得单位功率因数，但是由于其较大的峰值电流，使得开关管的导通损耗很大从而影响变换器的效率。传统的临界连续模式反激功率因数校正变换器，其控制方式如图1所示，图2为其原边电流、副边电流和输入电流的波形，其开关管电流的峰值包络为标准正弦波，虽然效率比断续模式反激功率因数校正变换器高，但是不能获得单位功率因数，功率因数和总谐波畸变都比断续模式反激功率因数校正变换器差。
发明内容
鉴于现有技术的以上不足，本发明的目的是提供一种新颖的反激功率因数校正变换器的控制方法，使之克服现有技术的不足。
本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是：
一种临界连续模式单位功率因数反激变换器的控制方法，其具体作法是：
一种工作在临界连续模式单位功率因数反激变换器的控制方法，使临界连续模式反激变换器获得单位功率因数，反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、峰值包络运算电路以及驱动电路；通过控制电路使反激变换器工作在临界连续模式，反激变换器原边开关管的电流峰值包络由峰值包络运算电路控制，原边开关管的电流峰值在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化；通过对辅助绕组电压的检测，当变压器副边电流过零时，导通开关管Q，控制反激变换器始终工作在临界连续模式；所述的峰值包络运算电路的运算方法是：匝比N与输出电压相乘后的值N*Vo，与输入电压Vin(t)的瞬时值相加，相加的结果再与输入电压Vin(t)的瞬时值和误差放大器的输出电压Vcomp相乘，经过峰值包络运算电路运算后，临界连续模式反激功率因数校正器的原边开关管电流峰值在工频周期内随着输入电压、输出电压的变化而变化，从而获得单位功率因数；其中匝比N为反激变换器变压器原边绕组匝数与副边绕组匝数的比值；所述PWM产生电路中，当变压器副边电流过零时刻，电流过零检测电路控制RS-触发器，使开关管Q导通，控制反激变换器工作在临界连续模式；当原边开关管电流检测电阻Rcs两端电压Vcs大于峰值包络运算电路产生的VMO(t)信号时，使开关管Q关断，反激变换器原边开关管的电流峰值受误差放大器输出电压Vcomp、输入电压Vin(t)和输出电压Vo的控制；设定误差放大器电路的补偿使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10～20Hz)，误差放大器输出信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。
本发明的另一目的是提供一种实现以上功率因数校正方法的装置。其具体构造采用：
一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制装置，包括整流桥D3、变压器T1、控制电路、开关管Q、输出整流二极管D1，以及反激变换器的控制电路。所述反激变换器的控制电路包含输出电压采样电路、误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、峰值包络运算电路；所述PWM产生电路由比较器和RS-触发器组成，误差放大器的负向输入端为由R3和R4分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号Vcomp；峰值包络运算电路的输出VMO(t)连接到PWM产生电路中比较器的负端，原边开关管电流检测电阻Rcs两端电压Vcs连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；过零检测电路的输入信号为辅助绕组的电压，过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、相对于传统峰值电流控制临界连续模式反激功率因数校正变换器，采用本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器控的制方式，可以获得单位功率因数和更小的总谐波畸变，同时可以保留传统临界连续模式工作方式高效率的特征；
2、相对于传统峰值电流控制断续模式反激功率因数校正变换器，采用本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器的控制方式可以适用于更大功率的功率因数校正变换器。
附图说明
图1为传统峰值电流控制临界连续模式反激功率因数校正变换器的***结构框图。
图2为图1所示电路框图的主要波形图。
图3为本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器的***结构框图。
图4为图3所示电路框图的主要波形图。
图5为本发明实施例子的电路结构示意图。
图6为图1所示电路结构图的仿真结果。
图7为图5所示电路结构图的仿真结果。
图8为图1传统统峰值电流控制临界连续模式反激功率因数校正变换器和图3本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器的原边开关管电流峰值包络的对比波形图。
图9为图1传统统峰值电流控制临界连续模式反激功率因数校正变换器和图3本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器的输入电流的对比波形图。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
图3为本发明的***结构框图，图4为图3所示电路框图的主要波形图，从波形图中可以得知，反激变换器工作于临界连续模式，本发明的原边开关管电流峰值包络不再是标准正弦波，并且相比传统峰值电流控制方法，原边开关管电流峰值包络还增加了输出电压和变压器原副边匝数比信息。
图5为本发明的一种具体实施方式，一种临界连续模式单位功率因数反激变换器的拓扑结构和控制方法，其具体作法是：
反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、峰值包络运算电路以及驱动电路。误差放大器的负向输入端为由R3和R4分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号Vcomp。电流峰值包络运算电路有输入电压Vin(t)、输出电压Vo和误差放大器的输出信号Vcomp三路输入信号，电流峰值包络运算电路包括三个运算放大器、一个乘法器和若干电阻网络；整流后的输入电压Vin(t)经过R1、R2分压，再经过由运算放大器2组成的电压跟随器后，得到VA＝K1*Vin(t)，K1为R1、R2电压网络的分压系数；采集原边辅助绕组上的电压Vcc代替输出电压Vo，Vcc＝NA*Vo/NS，Vcc经过R13、R12分压，再经过运算放大器1跟随后得到VB＝K2*NA*Vo/NS，NA为变压器原边辅助绕组匝数，NS为变压器副边绕组匝数，K2为R13、R12电压网络的分压系数，R7、R8、R9、R10、R11和运算放大器3共同构成加法器，VA和VB同时作为加法器的输入端，设定R7＝R8＝R10＝R11＝2R9，则可以得到VC＝VA+VB＝K1*Vin(t)+K2*NA*Vo/NS；使K1、K2、NA、NS和NP满足如下关系：(K2*NA*/NS)/K1＝NP/NS，即R12/(R11+R12)＝R2*NP/[(R1+R2)*NA]，NP为变压器原边绕组匝数。VC、VA和Vcomp分别连接到乘法器的输入端，乘法器的输出信号为电流峰值包络运算电路的输出信号VMO(t)；峰值包络运算电路的输出VMO(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，采样电阻Rcs两端电压Vcs连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端，每个开关周期开始时刻，变压器原边开关管电流线性上升，当采样电阻Rcs两端电压Vcs也线性上升，当其大于峰值包络运算电路的输出VMO(t)信号时，PWM产生电路的比较器输出高电平，控制RS-触发器输出低电平，从而控制反激变换器的开关管Q关断；过零检测电路的输入信号为原边辅助绕组的电压，过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端，当开关管Q关断时，原边辅助绕组为高电平，变压器副边电流过零时，辅助绕组会从高电平跳变到低电平，电流过零检测电路检测到辅助绕组的电压从高电平变为低电平时，使RS-触发器的置位端-S端输出高电平，从而控制反激变换器的开关管Q导通，使反激变换器始终工作在临界连续模式。设定误差放大器的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10～20Hz)，控制误差放大器的输出信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。
图6、图7、图8和图9是利用PSIM仿真软件得到的仿真波形。从图6可以看出传统临界连续模式反激功率因数校正变换器的输入电流失真严重，电源具有较低的功率因数。从图7可以看出单位功率因数反激变换器的输入电流很好地跟踪了输入电压的波形，该电源具有很高的功率因数。从图8中可以看出传统临界连续模式反激功率因数校正变换器的原边开关管电流峰值包络为标准正弦波，而通过采用新的控制方法的单位功率因数反激变换器的开关管电流峰值包络不是标准正弦波并且其波形要比传统变换器的峰值包络更加陡峭。图9为图1传统临界连续模式反激功率因数校正器和图3临界连续模式单位功率因数反激变换器的输入电流的对比波形图。从图9可以看出：在两种反激功率因数校正器仿真参数完全一样的条件下，本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器输入电流比传统的恒定导通时间临界连续模式反激功率因数校正器的输入电流更接近正弦波，即具有更高的PF值。

Claims (3)

1.一种临界连续模式的单位功率因数反激变换器的控制方法，使临界连续模式反激变换器获得单位功率因数，反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、峰值包络运算电路以及驱动电路；通过控制电路使反激变换器工作在临界连续模式，反激变换器原边开关管的电流峰值包络由峰值包络运算电路控制，原边开关管的电流峰值在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化；通过对辅助绕组电压的检测，当变压器副边电流过零时，导通开关管Q，控制反激变换器始终工作在临界连续模式；所述的峰值包络运算电路的运算方法是：匝比N与输出电压相乘后的值N*Vo，与输入电压Vin(t)的瞬时值相加，相加的结果再与输入电压Vin(t)的瞬时值和误差放大器的输出电压Vcomp相乘，经过峰值包络运算电路运算后，临界连续模式反激功率因数校正器的原边开关管电流峰值在工频周期内随着输入电压、输出电压的变化而变化，从而获得单位功率因数；其中匝比N为反激变换器变压器原边绕组匝数与副边绕组匝数的比值；所述PWM产生电路中，当变压器副边电流过零时刻，电流过零检测电路控制RS-触发器，使开关管Q导通，控制反激变换器工作在临界连续模式；当原边开关管电流检测电阻Rcs两端电压Vcs大于峰值包络运算电路产生的VMO(t)信号时，使开关管Q关断，反激变换器原边开关管的电流峰值受误差放大器输出电压Vcomp、输入电压Vin(t)和输出电压Vo的控制；设定误差放大器电路的补偿使整个环路的截止频率远小于工频,一般为10～20Hz，误差放大器输出信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。
2.根据权利要求1所述的临界连续模式的单位功率因数反激变换器的控制方法，其特征在于，峰值包络运算电路的运算时，所述匝比N与输出电压Vo相乘后的值N*Vo，亦可通过反激变换器辅助绕组获得，N*Vo＝N*Vcc/Nas，其中Vcc为反激变换器的辅助绕组电压，Nas为反激变换器辅助绕组与副边绕组匝数的比值。
3.实现权利要求1或2所述方法的一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制装置，包括整流桥D3、变压器T1、控制电路、开关管Q、输出整流二极管D1，以及反激变换器的控制电路，其特征在于，所述反激变换器的控制电路包含输出电压采样电路、误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、峰值包络运算电路；所述PWM产生电路由比较器和RS-触发器组成，误差放大器的负向输入端为由R3和R4分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号Vcomp；峰值包络运算电路的输出VMO(t)连接到PWM产生电路中比较器的负端，原边开关管电流检测电阻Rcs两端电压Vcs连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；过零检测电路的输入信号为辅助绕组的电压，过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端。
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