CN102893128B - 微机械陀螺仪的正交和共振频率的解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于微机械旋转率传感器的准确测量操作的方法，所述传感器包括至少一个震动质量、用于以主要模式(q₁)驱动震动质量的至少一个驱动设备、以及共同地与震动质量直接或间接地相关联的至少三个修整电极元件(1)，其中在这些独立的修整电极元件(1)中的每一个与所述震动质量之间施加电修整电压(u₁,u₂,u₃,u₄)。根据共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量来调节这些电修整电压(u₁,u₂,u₃,u₄)中的每一个。

Description

微机械陀螺仪的正交和共振频率的解耦控制方法

技术领域

本发明涉及一种根据权利要求1前述部分的方法以及一种微机械旋转率传感器，所述微机械旋转率传感器具有共同地与第一震动质量(seismicmass)相关联的至少三个修整电极元件。

背景技术

已知的是，用于将旋转率传感器中的震动质量抑制在一定范围的微机械弹簧已经导致在驱动模式或主要模式中的读取方向上存在由于相对较小的制造不准确性而产生的偏差，该制造不准确性使得特别是在不存在旋转率的情况下出现各自结构的不期望的边缘角。结果，产生干扰信号，该干扰信号是作为旋转率信号分量而被不期望地评估的，并且因而伪造旋转率信号或者导致与旋转率信号相关的测量误差。

这类非期望的边缘角或弹簧倾斜是工艺导致的并且仅能在有限角度内避免。如上所描述的干扰信号，其并不是由于所检测的旋转率而是由于读取方向上的故障偏差(其根据驱动方向中的震动质量及其弹簧的偏差)而出现的，所述干扰信号也被称为正交或正交信号。

文献WO03/010492A1提出了一种用于在旋转率传感器中抑制正交信号的方法，其中所述旋转率传感器包括与震动质量相关联的两个修整电极安排，在所述方法中，通过向修整电极施加电压的方式来抑制旋转率传感器的正交。然而，这种正交抑制会不期望地影响旋转率传感器读取模式的共振频率，结果这导致共振频率之间的差分频率也随着旋转率传感器的驱动模式或主要模式以及读取模式或次要模式而改变。由于在读取模式共振频率的改变中二次方地包含了施加到修整电极上的电压，因此这将更为不利。

通常，晶片的旋转率传感器的正交的实施例由于工艺变动而变化程度相对较高并且对于晶片的每个旋转率传感器而言也十分地不同。

此外，已知地，通过至少一个修整电极元件或修整电极来重置读取模式或次要模式下的旋转率传感器的一个或多个震动质量的偏差。然而，这通常也会影响次要振荡器的共振频率，以及影响可能的正交抑制。

发明内容

本发明目的在于提供一种旋转率传感器的测量方法以及对应的旋转率传感器，利用该旋转率传感器并且基于所检测的旋转率、正交抑制以及次要振荡器的共振频率设置而对次要模式的偏差进行重置，能够被共同地执行，特别地使得这三个影响能够至少部分彼此独立地被执行或设置。

通过根据权利要求1的方法以及根据权利要求15的微机械旋转率传感器来实现本发明的目的。

优选地，所述方法和旋转率传感器被体现或设计成使得至少能够基于所检测的旋转率和正交抑制并且与震动质量偏差的重置无关地来执行共振频率的设置，以及使得特别是还能够基于所检测旋转率、次要模式范围内的至少一个震动质量的整个偏差以及正交抑制来彼此无关地实现对偏差的重置。

优选地，将正交操纵变量定义为用于抑制由正交所引起的次要模式的偏差或振荡的操纵变量。因此，特别地，抑制了旋转率传感器输出信号的不期望的正交信号或正交信号分量，其通常关于构成旋转率的旋转率传感器输出信号部分而基本上相移90°或270°

方便地，重置变量是谐波振荡信号，其振幅取决于第一控制器单元的输出，其中该幅值乘以谐波振荡信号，该谐波振荡信号具有与主要模式或驱动模式相同的频率。

优选地，将共振频率操纵变量定义成静态变量，利用该静态变量，读取模式下的共振频率和驱动模式下的共振频率之间的频率差值基本上具有限定值或被调整为限定值，或者可选地优选为零或被调整为零。

驱动模式或主要模式优选地被看作是旋转率传感器的自然模式，优选地是自然振荡，特别优选地是在至少一个震动质量的共振频率处振荡，其中旋转率传感器的震动质量特别地是连续地振荡。更特别优选地，旋转率传感器具有至少两个震动质量，其彼此耦合并且在驱动模式期间以相反相位振荡或者在相同方向上均存在彼此反向的偏差。

读取模式或次要模式优选地被看作是由于旋转率和Coriolis效应的相关效应而优选地发生的自然模式。

优选地，旋转率传感器包括至少四个修整电极元件，其共同地直接或间接关联于所述震动质量，其中在第一修整电极元件和震动质量之间施加第一电修整电压，在第二修整电极元件和震动质量之间施加第二电修整电压，在第三修整电极元件和震动质量之间施加第三电修整电压，以及在第四修整电极元件和震动质量之间施加第四电修整电压，其中第一修整电压u₁、第二修整电压u₂、第三修整电压u₃以及第四修整电压u₄均基本上按照共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量的以下相关性而被设置：

$u_1=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_2=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},$ $u_3=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_4=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S}.$

可选地，重置变量也优选地被看作是和/或共振频率操纵变量是和/或正交操纵变量是

优选地，修整电极元件均被体现和安排成使得电容C1,C2,C3和C4形成在第一、第二、第三和第四修整电极元件与相关震动质量的各自相关质量电极元件之间，其中施加于修整电极元件和质量电极元件之间的相关修整电压如下：

$C_1={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_1+r_1{t}_1{q}_1}{g_1-s_1{q}_2},$ $C_2={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_2+r_2{t}_2{q}_1}{g_2+s_2{q}_2},$ $C_3={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_3-r_3{t}_3{q}_1}{g_3-s_3{q}_2},$ 以及 $C_4={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_4-r_4{t}_4{q}_1}{g_4+s_4{q}_2},$

其中，i是每种情况下与电极元件编号有关的索引，g_i是修整电极元件与非偏差状态下的相关质量电极元件之间的间隙的距离，A_i是修整电极元件与非偏差状态下的相关质量电极元件之间的重叠面积，乘积±r_it_iq₁是随主要模式q₁偏差的变化而改变的重叠面积，其中t_i是修整电极元件和相关质量电极元件之间的重叠深度，并且r_i是与主要模式q₁的偏差相关的第一正几何常数，以及乘积±s_iq₂是修整电极元件和质量电极元件之间的间隙根据次要模式q₂偏差的距离变化，其中S_i是与次要模式q₂的偏差相关的第二正几何常数。

修整电极元件优选地体现化为平面电容板，所述平面电容板基本上平行于笛卡尔坐标系的x-y平面。在该上下文中，由质量电极元件的乘积±r_i*q₁所定义的偏差特别地出现在修整电极元件相关的x轴方向中。修整电极元件的重叠深度t_i在此朝向y轴方向。质量电极元件在z轴方向上相对于修整电极元件的偏差特别优选地朝向z轴方向。

在所有修整电极元件质量电极元件对中，A_i,r_i,t_i,g_i和s_i优选地具有基本上相同的大小，也就是说A1=A2=A3=A4，并且相应地，对于r_i,t_i,g_i和s_i的第i个值，各自具有相同的值。

优选地，旋转率传感器包括可以调节电修整电压的控制安排，其中解调控制变量Y被馈送给第一控制器单元，所述第一控制器单元特别地通过使用彼此相位移动90°的两个谐波信号从原始控制变量y中进行解调而获取控制变量Y，其中原始控制变量y代表在其次要模式的方向上的检测到的震动质量偏差。该解调特别地利用两个彼此相位移动90度的谐波来进行，其在任何情况下都具有与主要模式共振频率相对应的频率。

有利地，控制安排具有输出变量转换单元，其中已调制的控制变量Y根据主要模式频率ω₁和次要模式频率ω₂之间的频率差和至少一个阻尼参数而被转换，或者根据至少一转换常数而以恒定状态的方式转换成旋转率变量和正交变量，其后，在任何情况下利用对参考变量的限定而从中构成旋转率控制误差变量和正交控制误差变量，并且随后旋转率控制误差变量和正交控制误差变量作为输入变量被馈送给第一控制器单元，其针对基于所检测的旋转率的至少部分解耦的正交抑制和震动质量偏差重置而在输出侧至少生成正交操纵变量和重置变量

可选地，优选地利用控制参考变量的限定而从已调制控制变量Y中构成控制误差变量，其后控制安排在输出变量转换单元中根据主要模式频率ω₁和次要模式频率ω₂之间的频率差和至少一个阻尼参数而被动态地转换成控制误差变量，或者根据至少一转换常数而以恒定状态的方式被转换成旋转率控制误差变量和正交控制误差变量，其后，旋转率控制误差变量和正交控制误差变量作为输入变量被馈送给第一控制器单元，其针对基于所检测的旋转率的至少部分上解耦的正交抑制和对震动质量偏差的重置而在输出侧至少生成正交操纵变量和重置变量

优选地，旋转率传感器，特别是其控制安排，具有操纵变量转换单元，通过所述操纵变量转换单元，修整电压u₁,u₂,u₃和u₄可以根据共振频率操纵变量正交操纵变量以及重置变量按照以下等式而获得：

$u_1=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_2=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},$ $u_3=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_4=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S}.$

优选地，以如此方式设置输出变量转换单元使得其可以执行已调制控制变量Y或控制误差变量的乘法，其依照如下转换矩阵，

$T\left(S\right)=\left[\begin{array}{cc}-1& \frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2}\\ \frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2}& 1\end{array}\right]$

其中是α₂与次要模式相关的阻尼参数，以及s是Laplace变量。

控制安排优选地具有频率控制单元，其使得可以根据频率信息项或者取决于频率信息项的频率控制误差信息项，从已调制的控制变量Y中得到共振频率操纵变量

优选地，谐波频率识别信号在控制安排中产生或者被馈送给该控制安排，所述频率识别信号具有与主要模式频率ω₁不同的频率ω_s，其中频率识别信号被叠加在正交操纵变量和/或重置变量上，特别地仅有仅叠加在重置变量上，其后，在借助于主要模式频率ω₁和次要模式频率ω₂之间的频率差值利用频率ω_s进行附加解调之后，从已调制控制变量Y中获取频率信息，其后，通过频率控制器单元根据该信息或者根据取决于该信息的频率控制误差信息来至少得到共振频率操纵变量

有利地，利用频率ω_s(特别是利用具有频率ω_s的谐波信号)进行附加解调之后，输出变量转换单元的频率信息变为可用的，并且附加地借助于频率信息参考变量而从频率信息中获得频率控制误差信息项，其中所述频率信息参考变量特别地是零Hz，其后，该频率控制误差信息被馈送给频率控制器单元，从其中产生共振频率操纵变量

优选地，谐波频率识别信号作为参考变量而引入或者叠加在参考变量上，或者是在输出变量转换单元的上游以产生控制误差变量，或者是在输出变量转换单元的下游以产生旋转率控制误差变量和正交控制误差变量，其后旋转率控制误差变量和正交控制误差变量作为输入变量被馈送给第一控制器单元，其在输出侧至少产生正交操纵变量和重置变量

有利地，服从于频率识别信号的信息的重置变量随后利用频率ω_s(特别是利用具有频率ω_s的谐波信号)被解调，作为其结果而获取了频率信息，其后，该频率信息可用于输出变量转换单元，并且附加地借助于频率信息参考变量(其特别是零0Hz)而从频率信息中获得频率控制误差信息项，其后该频率控制误差信息被馈送给频率控制器单元，从其中产生共振频率操纵变量

优选地，旋转率信号特别地通过低通滤波而从重置变量的振幅中作为测量信号而被获取，该测量信号基本上与所探测的旋转率成比例。

优选地，旋转率传感器被体现成使得其能够检测关于至少两个不同轴的旋转率，也就是说旋转率传感器是“多轴”设计的。

优选地，第一和第二修整电极元件采用基本上不可移动的方式来体现和安排，特别是相对于所述电极元件的各自电极表面而基本上不可移动，并且与震动质量电性绝缘并且空间间隔地安排。

修整电极元件便利地彼此隔开并且特别优选地均具有相同设计。

旋转率传感器便利地具有彼此耦合的两个震动质量。

有利地，第一和第二修整电极元件均具有至少一个电极表面，所述电极表面被安排成基本上平行并相对于震动质量的修整表面，并且其中第一和第二修整电极元件的电极表面通常与相对的修整表面区域相关联，和/或所述电极表面在该区域重叠，特别地与震动质量的偏差状态无关，至少达到限定的振幅/偏差，特别优选地甚至处于震动质量最大偏差的情况下。电极表面在这里有利地总是突起超过修整表面的相对区域。电极表面和修整表面更特别有利地基本上平面设计。

微机械旋转率传感器优选地被看作是微机械陀螺仪。

本发明还涉及旋转率传感器在机动车辆中的用途，特别地用于机动车辆控制***。

根据本发明的方法以及根据本发明的旋转率传感器可以用于不同的区域来检测一或多个旋转率和/或借助于相应的信号处理来检测一个或多个旋转加速度。在本上下文中，使用优选地是在车辆中，尤其是机动车辆和飞行器、自动化技术、导航***、摄像机的图像稳定器、工业机器人以及游戏控制台，并且特别优选地应用于本上下文中的各自对应的控制***。对方法和旋转率传感器的使用更特别有利地应用于机动车辆控制***(诸如ESP)中的一个/多个偏航率传感器和/或一个/多个偏航加速度传感器。

附图说明

在从属权利要求以及参考附图对示意性实施例的以下描述中可以发现更多的优选实施例。

在示意性的附图中：

图1示出了从修整电极元件和从质量电极元件中构成的电容的示例性实施例，其中修整电极元件以关于传感器外壳位置固定的方式而体现，而质量电极元件与震动质量连接或体现为其一部分；

图2示出了基于稳定状态下的傅立叶系数线形的频率信息获取的示例性图释；

图3示出了方法和旋转率传感器的示例性原理A，其中馈送了谐波频率识别信号；以及

图4示出了方法和旋转率传感器的示例性原理B，其中谐波频率识别信号作为参考变量而被预先定义。

具体实施方式

图1所示的由修整电极元件1和质量电极元件2构成的示例性电容是平行板电容，其中跨过间隙g_i的一个或多个距离形成在两个电极之间的z方向上，并且在主要模式下质量电极元件的偏差出现x方向中，其中重叠面积的变化出现在x方向上，并且在次要模式下质量电极的偏差出现在z方向。

图3作为实例而示出了根据原理A的方法和旋转率传感器。所述旋转率传感器包括控制安排3，其中电修整电压u₁,u₂,u₃,和u₄利用该控制安排而被调节，其中已解调的控制变量Y被馈送到第一控制器单元4，所述第一控制器单元4特别地借助于使用两个彼此相移90度的谐波信号的解调装置5而从原始控制变量y中获取控制变量Y，其中原始控制变量y代表其次要模式的方向中的震动质量的所检测偏差。

在本上下文中，控制误差变量作为实例而利用对控制参考变量0的限定从解调控制变量Y中构成，其后，在输出变量转换单元6中，根据主要模式频率ω₁和次要模式频率ω₂之间的频率差以及至少一个阻尼参数，控制安排3将控制误差变量动态地转换为旋转率控制误差变量和正交控制误差变量，标记为Z₀，其后，旋转率控制误差变量和正交控制误差变量作为输入变量被馈送给第一控制器单元4，所述第一控制器单元4在输出侧产生正交操纵变量和重置变量以用于基于所检测的旋转率而至少部分地解耦正交抑制和重置震动质量偏差。在本上下文中，第一控制器单元4使得振幅变为可用，其与具有同主要模式相同频率的谐波振荡cos(ω₁t)相乘，结果产生动态重置变量

此外，控制安排3具有操纵变量转换单元7，其根据共振频率操纵变量此处称作正交操纵变量此处称作以及重置变量根据等式

$u_1=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_2=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},$

$u_3=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_4=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},$ 而得出修整电压u1，u2,u3和u4。

此外，在控制安排3中产生谐波频率识别信号其具有与主要模式频率ω₁不同的频率ω_s，其中频率识别信号叠加在重置变量上，其也是与所检测的旋转率成比例的旋转率传感器的输出信号，其后在借助于主要模式频率ω₁和次要模式频率ω₂之间的频率差利用频率ω_s进行附加解调8之后，从解调的控制变量Y₀中获取了频率信息Y_CC。随后频率信息Y_CC可用于输出变量转换单元6，并且附加地通过频率信息参考变量0而从频率信息中获频率控制误差信息，其后该频率控制误差信息被馈送给频率控制器单元9，其从中产生共振频率操纵变量其或者在此称作

以图3所示的原理A为基础，图4示出了示例性原理B。在该上下文中，对照原理A，现在称作Y_D的谐波频率识别信号被引入输出变量转换单元6的上游作为参考变量来产生控制误差变量，其后旋转率控制误差变量和正交控制误差变量Z作为输入变量被馈送给第一控制器单元4，在该第一控制器单元输出侧至少产生正交操纵变量和重置变量，其共同标记为U，这包括其再次乘以谐波振荡cos(ω₁t)以产生重置变量并且产生正交操纵变量(在此称作)。从属于频率识别信号信息的重置变量随后在附加解调器8中以频率ω_s被解调，作为其结果而获得了包括频率信息的信号和代表所检测旋转率的信号随后包含频率信息的信号可用于输出变量转换单元7，以及附加地借助于频率信息参考变量0而从频率信息中获得频率控制误差信息项，其后该频率控制误差信息被馈送给频率控制器单元9，其从中产生共振频率操纵变量其在此称作

作为实例，以下借助于数学说明而给出了描述和分析。微电机械旋转率传感器典型地具有至少两个弱阻尼机械振动模式，其彼此正交并且称作主要模式和次要模式，它们在旋转率出现时借助于Coriolis效应而彼此耦合。由于制造所产生的不准确性，在主要和次要模式之间通常以不平衡效应的形式而出现了进一步的耦合，其称作正交。然而，在传感器的输出信号中，由于Coriolis效应和不平衡效应而使得信号分量具有90度的相位差。输出信号由此可以通过相应的解调而被分解为旋转率分量和正交分量。微机械旋转率传感器的传统控制原理因而典型地包括正交控制器，其利用附加的致动器***来补偿由于不平衡效应而导致的信号分量。采用该方式可以避免由于解调误差而导致的输出信号中的旋转率分量的任何偏置漂移。为了增加灵敏度，通常使用具有非常弱的阻尼的机械结构。通过在重置控制器中利用更为合适的致动器来补偿旋转率分量，可以改善由于旋转率而引起的传感器的慢动态响应行为。随后通过重置控制器的闭合电路来预定义期望的传感器动态。如果主要和次要模式的共振频率相同则达到旋转率传感器的最大灵敏度。由于甚至在小参数偏差出现时该工作点附近的灵敏度变化也非常大，因此必须控制共振频率。本发明旨在设计总体控制原理，其包括正交控制、重置控制和频率控制。

本发明中的传感器类型是基于电容型旋转率传感器。在本上下文中，通过电容致动器和传感器来激励和读取主要和次要振荡。至于其他，假设在主要模式中旋转率传感器利用合适的电容致动器或至少一个驱动设备而以恒定振幅谐波地振动。振荡频率在此对应于主要模式的共振频率。此外，如果假设主要振荡的振幅和频率理想地被调整成恒定设置值，则主要振荡中的次要振荡反应可以忽略不计，并且次要模式的移动微分等式可以如下写出·

$m_2{\stackrel{\·\·}{q}}_2+d_2{\stackrel{\·}{q}}_2+k_2{q}_2=f_2(q_1,q_2,u_1,...,u_m)+{\mathrm{\Ωc}}_{21}{\stackrel{\·}{q}}_1-k_{21}{q}_1---\left(1\right)$

在本上下文中，q₁和q₂表示主要和次要模式，Ω表示旋转率以及u₁，…,u_m表示电容致动器上的电压，电容致动器采用电容的形式并且均包括修整电极元件和质量电极元件，以用于影响次要模式。正数常量m₂,d₂和k₂对应于惯性系数、阻尼系数和刚度系数，而可以假设为正值或负值的常数c₂₁和k₂₁对应于由于Coriolis效应和不平衡效应而导致的耦合项。非线性输入项f₂(q₁,q₂，u₁，…,u_m)取决于电容致动器或电容的安排，均包括修整电极元件和质量电极元件。如果采用平行板电容器作为基础，如图1示例地所示，则它们可以被设想成使得能够通过应用恒定电压分量来进行次要模式的谐波激励和耦合项k₂₁q₁的补偿。此外，恒定分量导致次要模式的共振频率固有地被影响。首先假设仅仅考虑具有矩形电极的平行电容板。对于给定数目m的该类型电容致动器，图1示出了第i个致动器，i=1，….,m，其包括与外壳刚性连接的电极来作为修整电极元件1，以及可移动电极作为质量电极元件2。可移动电极具有平移自由度x_i和z_i，其中x_i和z_i描述了主要模式和次要模式方向中可移动电极中心点的移动，即如果没有激励其它模式，则如下施加具有正常量r_i和s_i的x_i=±r_iq₁和z_i=±s_iq₂。随后如下获得第i个致动器的电容C_i和存储的能量W_P，i：

$C_i={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_i+x_i{t}_i}{g_i-z_i}={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_i\±r_i{t}_i{q}_1}{g_i\±s_i{q}_2},$ $W_{P,i}=\frac{1}{2}{C}_i{u}_i^2---\left(2\right)$

其中电压u_i、介电常数ε₀、间隙g_i、重叠长度l_i、深度t_i以及非扭曲或未偏差状态下的重叠面积A_i＝l_it_i。电容致动器的整体外加应力，式(1)中的f₂如下计算：

$f_{2,i}=\frac{\∂W_{p,i}}{{\∂q}_2}=\stackrel{\‾}{+}\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\ϵ}}_0{s}_i(A_i\±r_i{t}_i{q}_1)}{{(g_i\±s_i{q}_2)}^2}{u}_i^2,$ f₂(q₁，q₂，u₁，…，u_m)

(3)

$=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{2,i}.$

等式(2)和(3)示出了，根据电容致动器或修整电极元件和质量电极元件的几何安排，应力效果可以施加到次要模式中，其具有四个不同的符号排列，特别是对于x_i=±r_iq₁和z_i=±s_iq₂。

首先假设精确地存在四个电容致动器，即具有相关质量电极且具有不同符号排列的四个修整电极元件，对于作用于次要模式的应力应用下式：

$f_2=\frac{{\mathrm{\ϵ}}_0}{2}(\frac{s_1(A_1+r_1{t}_1{q}_1)}{{(g_1-s_1{q}_2)}^2}{u}_1^2-\frac{s_2(A_2+r_2{t}_2{q}_1)}{{(g_2+s_2{q}_2)}^2}{u}_2^2+\frac{s_3(A_3-r_3{t}_3{q}_1)}{{(g_3-s_3{q}_2)}^2}{u}_3^2---\left(4\right)$

$-\frac{s_4(A_4-r_4{t}_4{q}_1)}{{(g_4+s_4{q}_2)}^2}{u}_4^2).$

该基础下的控制原理包括具有四个修整电压u₁到u₄的输入变量转换，其中四个修整电压依照如下等式根据共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量来计算：

$u_1=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_2=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},---\left(5\right)$

$u_3=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},$ $u_4=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S}$

如果转换(5)被***到(4)中并且表达式f₂根据q₁和q₂关于工作点q₁=0和q₂=0而被线性化，则可以获得对小偏差有效的近似关系。在所有平行板电容器的间隙大小相等的假设下，即g=g_j，以及对于j=1,….,m满足如下几何关系rst=r_js_jt_j且其关系可以被解释为对于加权重叠面积和重叠长度的对称条件，可以如下获得线性近似：

从等式(6)中显而易见的是共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量的转换输入变量现在彼此解耦，等式(1)现在可以表示为如下形式：

$m_2{\stackrel{\·\·}{q}}_2+d_2{\stackrel{\·}{q}}_2+(k_2-k_{2,T}{\tilde{u}}_T)q_2=b_2{\tilde{u}}_S+{\mathrm{\Ωc}}_{21}{\stackrel{\·}{q}}_1-(k_{21}+k_{21,C}{\tilde{u}}_C)q_1---\left(7\right)$

在(7)中显而易见的是，输入可以用于谐波激励或者重置次要模式，输入可以用于补偿不平衡，以及输入可以用于修整次要模式的共振频率。

在迄今已推导出的结论中，做出约束假设如下：所有的电容致动器具有矩形电极并且不具有任何的旋转自由度。上述原理事实上可以非常易于扩展到具有任意期望形状和从有限数目的足够小的矩形元件中构成的电极。假设存在分割到足够小元件的子分割，因此对于任意期望形状的旋转电极的应力效果来说，可以近似于上述形式。而且，假设有限数量的致动器元件组合在一起以构成四组具有共同符号排列的元件数目m_k，其中k=1,…,4，并且它们被施加电压u_k或相应的修整电压。如果分布式致动器满足几何条件：

$\mathrm{sA}=\underset{j=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{1,j}{A}_{1,j}=\underset{j=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{2,j}{A}_{2,j}=\underset{j=1}{\overset{m_3}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{3,j}{A}_{3,j}=\underset{j=1}{\overset{m_4}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{4,j}{A}_{4,j},$

$\mathrm{rst}=\underset{j=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{1,j}{s}_{1,j}{t}_{1,j}=\underset{j=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{2,j}{s}_{2,j}{t}_{2,j}=\underset{j=1}{\overset{m_3}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{3,j}{s}_{3,j}{t}_{3,j}=\underset{j=1}{\overset{m_4}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{4,j}{s}_{4,j}{t}_{4,j},$

$s^{2}A=\underset{j=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{1,j}^2{A}_{1,j}=\underset{j=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{2,j}^2{A}_{2,j}=\underset{j=1}{\overset{m_3}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{3,j}^2{A}_{3,j}=\underset{j=1}{\overset{m_4}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{4,j}^2{A}_{4,j},$

作用在次要模式上的整个应力具有：

$b_2=2\frac{{\mathrm{\ϵ}}_0}{g^2}\mathrm{sA},$ $k_{21,C}=2\frac{{\mathrm{\ϵ}}_0}{g^2}\mathrm{rst},$ $k_{2,T}=4\frac{{\mathrm{\ϵ}}_0}{g^3}{s}^{2}A$

可以依次在形式(6)中进行近似。

对于实际控制器设计，优选地参考使用包络曲线模型，所述模型描述了***变量的傅立叶系数的动态性。为此，首先假设主要模式经历了具有恒定振幅Q_1，S和频率ω₁的q₁=Q_1,Ssin(ω₁t)形式的谐波振荡，其对应于主要模式的自然频率。而且，还假设次要模式可以形成为q₂=Q_2,Ssin(ω₁t)+Q_2,Ccos(ω₁t)形式的谐波振荡。在具有输入和恒定输入和的谐波激励的情况下，可以使用微分等式***来描述傅立叶系数Q_2,S和Q_2,C的动态性。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{Q}_{2,S}\\ Q_{2,C}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_2& {\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2\\ -{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2& {\mathrm{\α}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Q}_{2,S}\\ Q_{2,C}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_{21}\mathrm{\Ω}-{\mathrm{\β}}_2{\tilde{U}}_{S,C}\\ {\mathrm{\β}}_{21}({\mathrm{\Γ}}_M+{\mathrm{\Γ}}_C{\tilde{U}}_{C,0})\end{array}\right]---\left(8\right)$

其中，次要模式的阻尼参数和自然频率：

${\mathrm{\α}}_2=-\frac{1}{2}\frac{d_2}{m_2},$ ${\mathrm{\ω}}_2=\sqrt{\frac{k_2+k_{2,T}{\tilde{U}}_{T,0}}{m_2}-{\mathrm{\α}}_2^2}---\left(9\right)$

以及输入和不平衡参数：

${\mathrm{\β}}_2=\frac{1}{2}\frac{b_2}{m_2{\mathrm{\ω}}_2},$ ${\mathrm{\β}}_{21}=\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\ω}}_1}{{\mathrm{\ω}}_2}\frac{c_{21}}{m_2}{Q}_{1,S},$ ${\mathrm{\Γ}}_M=\frac{k_{21}}{{\mathrm{\ω}}_1{c}_{21}},---\left(10\right)$

${\mathrm{\Γ}}_C=\frac{k_{21,C}}{{\mathrm{\ω}}_1{c}_{21}}$

以及输入和在下文中，谐波振荡***变量(q₂，…)表述为“快”信号而相关傅立叶系数(Q_2,S,Q_2,C，…)表述为“慢”信号。

通过解调输出信号y=c₂q₂，现在可以确定傅立叶系数Y_S=c₂Q_2,S和Y_C=c₂Q_2,C.。在传统控制原理中，输出信号的相位校正通过如下转换形式来执行：

$\left[\begin{array}{c}{Z}_R\\ Z_Q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\φ}\right)& \cos \left(\mathrm{\φ}\right)\\ \cos \left(\mathrm{\φ}\right)& -\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Y}_S\\ Y_C\end{array}\right],$ $\mathrm{\φ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}\right)---\left(11\right)$

结果是等式(8)中两个微分等式的组合以恒定状态方式而被取消，该组合由于阻尼参数α₂和主要和次要模式的自然频率差值ω₁-ω₂而出现。在恒定状态下，旋转率信号或正交信号随后从如下等式获得：

$Z_R=S(-\mathrm{\Ω}+\frac{{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\β}}_{21}}{\tilde{U}}_{S,C}),$ $Z_Q=S({\mathrm{\Γ}}_M+{\mathrm{\Γ}}_C{\tilde{U}}_{C,0})---\left(12\right)$

其中灵敏度：

$S=\frac{c_2{\mathrm{\β}}_{21}}{\sqrt{{\mathrm{\α}}_2^2+{({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)}^2}}.---\left(13\right)$

其中致动输入其可以将正交信号Z_Q调整为零。然而，由于解耦仅仅是在恒定状态下才能准确，因此操纵变量的任意变化也将影响旋转率信号。为了避免该问题，设想了如下方法。

在下文中，图3所示的依照原理A的方法和旋转率传感器将通过实例的方式进行解释：从输入到输出Y=[Y_SY_C]^T的常量的***(8)-(10)的传递矩阵现在通过如下等式获得：

$G\left(s\right)=\frac{\left(c_2\right)}{{(s-{\mathrm{\α}}_2)}^2+{({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)}^2}\left[\begin{array}{cc}-(s-{\mathrm{\α}}_2){\mathrm{\β}}_2& ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2){\mathrm{\β}}_{21}{\mathrm{\Γ}}_C\\ ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2){\mathrm{\β}}_2& (s-{\mathrm{\α}}_2){\mathrm{\β}}_{21}{\mathrm{\Γ}}_C\end{array}\right].---\left(14\right)$

如果选择了具有传递矩阵：

$T\left(s\right)=\left[\begin{array}{cc}-1& \frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2}\\ \frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2}& 1\end{array}\right],---\left(15\right)$

的输出转换，则获得具有传递函数：

${\tilde{G}}_{11}=\frac{{\mathrm{\β}}_2{c}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2},$ ${\tilde{G}}_{22}=\frac{{\mathrm{\β}}_{21}{c}_2{\mathrm{\Γ}}_C}{s-{\mathrm{\α}}_2}.---\left(16\right)$

的形式的解耦部分。转换输出Z(s)=T(s)Y(s)(其中Z=[Z_RZ_Q]^T)的分量Z_R和Z_Q被再次表示为旋转率信号和正交信号。现在可以设计解耦控制器R(s)=diag(R₁₁(s),R₂₂(s))(其由重置控制器R₁₁和正交控制器R₂₂组成)，以用于由传递函数(16)所给出的两个子***，所述正交控制器R₂₂将Z_R和Z_Q两个分量调整为零。随后重置控制器的操纵变量与稳定状态下(参见(12),其中Z_R=0)的旋转率成比例并且因而用作旋转率传感器的输出。然而为了传递矩阵(15)的理想解耦，阻尼参数α₂和频率差ω₁-ω₂必须优选地精确地获知。

随后在所谓“分割模式”和“匹配模式”操作之间做出区分。在分割模式操作中，输入是恒定的并且频率差的绝对值被假设为常值|ω₁-ω₂|>>1。由于不同阻尼参数d₂以及进而的α₂所引起的灵敏度(13)的变化对于足够大的频率差来说并不起明显作用，因此不必控制次要自然频率，且参数α₂和ω₁-ω₂的离线识别就已经足够。另一方面，在匹配模式操作中，目标是频率间隔尽可能的小以达到ω₁-ω₂→0。在点ω₁=ω₂附近灵敏度变化具有最大值，并且因此不可避免地需要进行频率间隔ω₁-ω₂的频率控制和在线识别。

对于频率控制的如下设计，其将假设参数α₂根据离线识别而足够精确地获知，并且频率控制器利用相比正交控制器和重置控制器的数量级而言更为缓慢的动态而***作。因此可以假设α₂是恒定的并且Δω=ω₁-ω₂是缓慢变化的参数，其能够通过合适的在线识别而获得。上文描述的正交控制器和重置控制器因而可以与相同形式的转换矩阵共同使用。

由于(经由重置控制器)使用旋转率信号来测量未知旋转率以及使用正交信号来补偿未知的不平衡，因此没有更多信息(例如频率差的相关信息)可以从输出信号中获取。为此，需要次要模式的附加激励，所述激励包括频谱上的频率分量，其与自然频率ω₁不同。易于实现的可能性是具有频率ω_s=ω₁/l且l>>1的谐波激励。如果假设包络曲线模型(8)的输入变量具有形式 ${\tilde{U}}_{S,C}={\tilde{U}}_{S,C0}+{\tilde{U}}_{S,\mathrm{CS}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{S}t\right)+{\tilde{U}}_{S,\mathrm{CC}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{S}t\right)$ 和 ${\tilde{U}}_{C,0}={\tilde{U}}_{C,00}+{\tilde{U}}_{C,0S}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{S}t\right)+{\tilde{U}}_{C,0C}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{S}t\right)$ 并且相应的状态变量Q_2,S=Q_2,S0+Q_2,SSsin(ω_St)+Q_2,SCcos(ω_St)和Q_2,C=Q_2,C0+Q_2,CSsin(ω_st)+Q_2,CCcos(ω_st)，则可以通过忽略主要模式的耦合项来借助于包络曲线模型指定新傅立叶系数Q_2,SS,Q_2,SC，Q_2,CS和Q_2,CC(SC子***)的动态。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{Q}_{2,\mathrm{SS}}\\ Q_{2,\mathrm{SC}}\\ Q_{2,\mathrm{CS}}\\ Q_{2,\mathrm{CC}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\α}}_2& {\mathrm{\ω}}_S& {\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2& 0\\ -{\mathrm{\ω}}_S& {\mathrm{\α}}_2& 0& {\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2\\ -{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2& 0& {\mathrm{\α}}_2& {\mathrm{\ω}}_S\\ 0& -{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2& -{\mathrm{\ω}}_S& {\mathrm{\α}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Q}_{2,\mathrm{SS}}\\ Q_{2,\mathrm{SC}}\\ Q_{2,\mathrm{CS}}\\ Q_{2,\mathrm{CC}}\end{array}\right]---\left(17\right)$

$+\left[\begin{array}{cccc}0& 0& -{\mathrm{\β}}_2& 0\\ 0& 0& 0& -{\mathrm{\β}}_2\\ {\mathrm{\β}}_{21}{\mathrm{\Γ}}_C& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\β}}_{21}{\mathrm{\Γ}}_C& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\tilde{U}}_{C,0S}\\ {\tilde{U}}_{C,0C}\\ {\tilde{U}}_{S,\mathrm{CS}}\\ {\tilde{U}}_{S,\mathrm{CC}}\end{array}\right].$

通过包络曲线模型：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{Q}_{2,S0}\\ Q_{2,C0}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_2& {\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2\\ -{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2& {\mathrm{\α}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Q}_{2,S0}\\ Q_{2,C0}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_{21}\mathrm{\Ω}-{\mathrm{\β}}_2{\tilde{U}}_{S,C0}\\ {\mathrm{\β}}_{21}({\mathrm{\Γ}}_M+{\mathrm{\Γ}}_C{\tilde{U}}_{C,00})\end{array}\right]---\left(18\right)$

来描述傅立叶系数Q_2,S0和Q_2,C0(0子***)的动态。

因此，上文描述的解耦重置和正交控制器现在可以用于相同形式的从输入到输出Y₀=[Y_S0Y_C0]^T的0子***，如果(17)的稳定状态被考虑用于利用恒定输入进行激励，则将在频率间隔ω₁-ω₂中出现如图2所示的傅立叶系数Q_2,SS,Q_2,SC，Q_2,CS和Q_2,CC的线形。

显而易见的是，特征区域内的输出变量Y_CC=c₂Q_2,CC在ω₁=ω₂处具有零交叉的双射关系Y_CC=fs(ω₁-ω₂)。如上所述，假设频率控制器的动态性明显慢于重置控制器和正交控制器的动态性，因此逆稳定状态关系可以用于参数ω₁-ω₂的在线识别。对于实现而言，例如借助于查找表，在ω₁-ω₂∈{-Δω_r，0，Δω_r}(其中Δω_r>>1)的情况下，极端情况下只需三个工作点就足够。

对于匹配模式操作下的实际频率控制，现在将输出信号Y_CC调整为0。为此，在匹配模式下，***(17)可以利用常量关于稳定状态工作点而被线性化，即应用如下关系式，相比较(9):

${\tilde{U}}_{T,0}^{*}=({\mathrm{\ω}}_1^2+{\mathrm{\α}}_2^2-\frac{k_2}{m_2})\frac{m_2}{k_{2,T}},---\left(19\right)$

作为工作点获得下式：

$Y_{\mathrm{SS}}^{*}=-\frac{{\mathrm{\ω}}_S{\mathrm{\β}}_2{c}_2}{{\mathrm{\α}}_2^2+{\mathrm{\ω}}_S^2}{\tilde{U}}_{S,\mathrm{CC}}^{*},$ $Y_{\mathrm{SC}}^{*}=\frac{{\mathrm{\α}}_2{\mathrm{\β}}_2{c}_2}{{\mathrm{\α}}_2^2+{\mathrm{\ω}}_S^2}{\tilde{U}}_{S,\mathrm{CC}}^{*},$ $Y_{\mathrm{CS}}^{*}=Y_{\mathrm{CC}}^{*}=0.---\left(20\right)$

从输入到输出Y_CC的传递函数如下：

$\begin{array}{cc}{G}_S\left(s\right)=\frac{1}{2}\frac{(s-{\mathrm{\α}}_2){\mathrm{\α}}_2+{\mathrm{\ω}}_S^2}{{(s-{\mathrm{\α}}_2)}^2+{\mathrm{\ω}}_S^2}& \frac{{\mathrm{\β}}_2{c}_2{k}_{2,T}{\tilde{U}}_{S,\mathrm{CC}}^{*}}{{\mathrm{\ω}}_1({\mathrm{\α}}_2^2+{\mathrm{\ω}}_S^2)}---\left(21\right)\end{array}$

并且所述传递函数用作频率控制器或频率控制器单元R_F(s)的设计基础。整个控制结构如图3所示。

在下文中，将对图4所示的依照原理B的方法和旋转率传感器进行说明：

直接馈送谐波输入信号的替代方案是针对传感器的输出定义谐波设置点值即重置和正交控制的控制变量Y=[Y_SY_C]^T。如果首先假设重置和正交控制是理想的并且输出Y精确地符合设置点值，即针对闭合回路的传递矩阵应用下式：

$T_{r,y}={(I+\mathrm{GRT})}^{-1}\mathrm{GRT}\≅I,---\left(22\right)$

以及分别地Q_2,SS＝0，Q_2,SC＝0，Q_2,CS＝0和则从等式(17)和(18)中获取稳定状态下的输入变量形式如下：

显而易见的是，傅立叶系数现在线性化地取决于频率差ω₁-ω₂。因此可以利用逆映射来执行频率差的识别。频率控制器因而具有将傅立叶系数调整为零的功能。从输入到输出的关于工作点线性化部分的传递函数(其用作频率控制的基础)通过稳定状态关系如下给出：

$G_S=-\frac{1}{2}\frac{k_{2,T}}{{\mathrm{\β}}_2{c}_2{\mathrm{\ω}}_1}{Y}_{\mathrm{CC}}^{*}.---\left(24\right)$

等式(23)中的傅立叶系数与旋转率成比例，并且因而用作旋转率传感器的输出。相关级联控制结构在图4中示出。实际上，闭合回路的传递矩阵T_r,y并不准确地与单位矩阵相同。谐波设置点值预定义的响应因而在稳定状态下具有相位移动和振幅变化A_C，其可以通过替代cos(ω_st)而利用进行解调而在后续解调中进行校正。

本全部原理的一个有利特征因此在于例如非线性输入变量转换(5)。电容性旋转率传感器的次要共振频率的传统控制方法无需对固有平方输入非线性进行补偿。如果需要正交和/或重置控制器来操作旋转率传感器，则这将导致频率控制器与正交和重置控制器相互影响。由于，特别是在重置控制器的情况下，旋转率传感器的输出信号对应于用于重置旋转率的所需操纵变量，因此将出现旋转率传感器的输出变量被频率控制器直接影响的问题。因此如果次要共振频率改变，例如由于温度影响，则频率控制器补偿所产生的控制误差，在输出信号中也会出现变化。借助于所提出的输入变量转换，可以避免这种不期望的效应，并且导致不需要借助于特征曲线场进行复杂的校正。

对于具有新转换的输入变量的完全解耦的总***，优选地，彼此独立地设计频率控制器和正交和重置控制器。

为此，从理论上考虑两种不同的控制原理，其在用于频率控制的反馈信号上存在区别。控制原理A的区别在于馈送附加的谐波输入信号并且通过对输出信号进行相应解调(如附加解调)来获取频率控制器的所需测量信号。与此相反，在控制原理B的情况中，整个输出信号被调整为预定义的设置点值并且通过对操纵变量进行相应解调来获得频率控制的所需测量信号。理论上控制原理A适于不需同时进行正交和重置控制的频率控制，但是缺点在于共振频率和相关测量信号之间的非线性关系(Y_2,CC=fs(ω₁-ω₂))，参见图2。与此相反，控制原理B的优点在于：共振频率和相关测量信号之间的线性关系并且因此允许如期望那样大的频率控制的稳定影响区域。相比控制原理A，这里所需控制结构的复杂度更小，特别是就集成电路实现而言。

在控制原理A和B中，在解调成正交分量和旋转率分量后，通过反馈输出信号来执行正交和重置控制。为了动态地解耦正交信号和旋转率信号，以及进而能够彼此独立地设计正交控制器和重置控制器，采用输出变量转换单元的解耦矩阵T(s)，参见(15)。

Claims (14)

1.一种用于微机械旋转率传感器的准确测量操作的方法，所述传感器包括至少一个震动质量、用于以主要模式(q₁)驱动所述震动质量的至少一个驱动设备、以及共同地与所述震动质量直接或间接地相关联的至少四个修整电极元件(1)，其中，在这些独立的修整电极元件(1)中的每一个与所述震动质量之间施加电修整电压(u₁,u₂,u₃,u₄)，其特征在于：

根据共振频率操纵变量、正交操纵变量和重置变量来设置这些电修整电压(u₁,u₂,u₃,u₄)中的每一个，

其中，在第一修整电极元件和所述震动质量之间施加第一电修整电压，在第二修整电极元件和所述震动质量之间施加第二电修整电压，在第三修整电极元件和所述震动质量之间施加第三电修整电压，以及在第四修整电极元件和所述震动质量之间施加第四电修整电压，其中所述第一修整电压u₁、所述第二修整电压u₂、所述第三修整电压u₃以及所述第四修整电压u₄每个都实质上利用共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量而被设置：

$u_1=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},u_2=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},u_3=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},u_4=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S}.$

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述修整电极元件每个都被体现和安排成使得电容C1,C2,C3和C4形成在所述第一、第二、第三和第四修整电极元件和有关震动质量的各自的相关质量电极元件(2)之间，其中相关修整电压施加在所述修整电极元件和所述质量电极元件之间，如下：

$C_1={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_1+r_1{t}_1{q}_1}{g_1-s_1{q}_2},C_2={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_2+r_2{t}_2{q}_1}{g_2+s_2{q}_2},C_3={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_3-r_3{t}_3{q}_1}{g_3-s_3{q}_2},$ 以及 $C_4={\mathrm{\ϵ}}_0\frac{A_4-r_4{t}_4{q}_1}{g_4+s_4{q}_2},$

其中，i是在任何情况下与电极元件编号有关的索引，g_i是所述修整电极元件和非偏差状态下的相关质量电极元件之间的间隙的距离，A_i是所述修整电极元件和非偏差状态下的相关质量电极元件之间的重叠面积，乘积±r_it_iq₁是取决于主要模式q₁的偏差的重叠面积的变化，其中t_i是所述修整电极元件和相关质量电极元件之间的重叠深度，并且r_i是与主要模式q₁的偏差相关的第一正几何常数，以及乘积±s_iq₂是所述修整电极元件和所述质量电极元件之间的间隙的距离变化，其取决于次要模式q₂的偏差，其中S_i是与所述次要模式q₂的偏差相关的第二正几何常数。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在所有所述修整电极元件质量电极元件对(1,2)中，A_i,r_i,t_i,g_i和s_i基本上相同。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述旋转率传感器包括控制安排(3)，电修整电压利用该控制安排而被调节，其中解调的控制变量(Y)被馈送给第一控制器单元(4)，所述第一控制器单元借助于利用彼此相位移动90°的两个谐波信号从原始控制变量(y)中进行解调(5)来获取控制变量(Y)，其中，所述原始控制变量(y)代表其次要模式(q₂)的方向中的所述震动质量的所检测偏差。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述控制安排(3)具有输出变量转换单元(6)，其中已解调的控制变量(Y)根据主要模式频率(ω₁)和次要模式频率(ω₂)之间的频率差和至少一个阻尼参数(α₂)而被动态地转换，或者根据至少一个转换常数而以恒定状态的方式被转换成旋转率变量和正交变量(Z，Z₀)，其后，在任何情况下利用参考变量的限定，从其中形成旋转率控制误差变量和正交控制误差变量，并且随后旋转率控制误差变量和正交控制误差变量作为输入变量而被馈送给第一控制器单元(4)，其在输出侧至少产生正交操纵变量和重置变量以用于基于所检测的旋转率的至少部分地解耦的正交抑制和所述震动质量的偏差的重置。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，通过限定控制参考变量，从已解调的控制变量(Y)中产生控制误差变量，其后所述控制安排(3)在输出变量转换单元(6)中根据主要模式频率(ω₁)和次要模式频率(ω₂)之间的频率差和至少一个阻尼参数(α₂)动态地转换成控制误差变量，或者根据至少一个转换常数而以恒定状态的方式转换成旋转率控制误差变量和正交控制误差变量(Z，Z₀)，其后，所述旋转率控制误差变量和所述正交控制误差变量作为输入变量被馈送给所述第一控制器单元(4)中，其在输出侧至少产生正交操纵变量和重置变量以用于基于所检测的旋转率的至少部分地解耦的正交抑制和所述震动质量的偏差的重置。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述旋转率传感器的控制安排(3)，具有操纵变量转换单元(7)，通过所述操纵变量转换单元，所述修整电压u₁,u₂,u₃和u₄根据共振频率操纵变量正交操纵变量以及重置变量而根据如下等式获得：

$u_1=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},u_2=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S},u_3=\sqrt{{\tilde{u}}_T+{\tilde{u}}_C+{\tilde{u}}_S},u_4=\sqrt{{\tilde{u}}_T-{\tilde{u}}_C-{\tilde{u}}_S}.$

8.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述输出变量转换单元(6)被配置成使得其能够执行已解调的控制变量(Y)或与其相关控制误差变量的乘法，其依照如下转换矩阵，

$T\left(S\right)=\left[\begin{array}{cc}-1& \frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2}\\ \frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{s-{\mathrm{\α}}_2}& 1\end{array}\right]$

其中是α₂与所述次要模式相关联的阻尼参数，以及s是拉普拉斯Laplace变量。

9.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述控制安排(3)具有频率控制器单元(9)，其使之能够根据频率信息项或者根据与其相关的频率控制误差信息项而从已解调的控制变量(Y)中获得共振频率操纵变量。

10.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述旋转率传感器的控制安排(3)具有频率控制器单元(9)，其使之能够根据频率信息项或者根据与其相关的频率控制误差信息项而从已解调的控制变量(Y)中获得共振频率操纵变量，

谐波频率识别信号在所述控制安排(3)中产生或者被馈送给所述控制安排(3)，所述频率识别信号具有与主要模式频率(ω₁)不同的频率ω_s，其中所述频率识别信号被叠加在所述正交操纵变量和/或重置变量上，其后，在借助于所述主要模式频率(ω₁)和次要模式频率(ω₂)之间的差值利用频率ω_s而进行附加解调(8)之后，从已解调的控制变量(Y)中获取频率信息，其后，所述频率控制器单元(9)根据该信息或者根据与其相关的频率控制误差信息而至少获得共振频率操纵变量。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，在利用频率ω_s进行附加解调(8)之后，输出变量转换单元(6)的频率信息是可用的，并且附加地借助于频率信息参考变量而从所述频率信息中获得频率控制误差信息项，其中所述频率信息参考变量为零Hz，其后，该频率控制误差信息被馈送给频率控制器单元(9)，该频率控制器单元从中产生所述共振频率操纵变量。

12.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述谐波频率识别信号(Y_D)作为参考变量被引入或者被叠加在参考变量上，或者是在所述输出变量转换单元(6)的上游以产生所述控制误差变量，或者是在所述输出变量转换单元(6)的下游以产生旋转率控制误差变量和正交控制误差变量，其后，所述旋转率控制误差变量和所述正交控制误差变量作为输入变量被馈送给所述第一控制器单元(4)，该第一控制器单元在输出侧至少产生所述正交操纵变量和所述重置变量。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，服从于频率识别信号的信息的所述重置变量随后利用频率ω_s而被解调(8)，作为其结果获取了所述频率信息，其后，该频率信息可用于所述输出变量转换单元(6)，并且附加地借助于为零Hz的频率信息参考变量而从所述频率信息中获得频率控制误差信息项，其后该频率控制误差信息被馈送给所述频率控制器单元(9)，该频率控制器单元从中产生所述共振频率操纵变量。

14.一种微机械旋转率传感器，包括至少一个震动质量、用于以主要模式(q₁)驱动所述震动质量的至少一个驱动设备以及共同地与所述震动质量直接或间接地相关联的至少四个修整电极元件(1)，其中，在这些独立的修整电极元件(1)中的每一个与所述震动质量之间施加电修整电压，其特征在于，所述旋转率传感器被体现成使得其适于执行如权利要求1到13中的任一个所述的方法。