CN102893127B - 采用sigma-delta调制的微机械旋转率传感器正交和共振频率的解耦控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种用于微机械旋转率传感器的准确测量操作的方法,所述传感器包括至少一个震动质量、用于以主要模式(q1)驱动该震动质量的至少一个驱动设备、以及共同地与震动质量直接或间接地相关联的至少三个修整电极元件(1)。在所述修整电极元件(1)和所述震动质量之间施加电修整电压(u1,u2,u3,u4)。根据共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量来调节这些电修整电压(u1,u2,u3,u4)中的每一个。
Description
技术领域
本发明涉及一种根据权利要求1前述部分的方法以及一种微机械旋转率传感器,所述微机械旋转率传感器具有共同地与第一震动质量(seismicmass)相关联的至少三个修整电极元件。
背景技术
已知的是,用于将旋转率传感器中的震动质量抑制在一定范围的微机械弹簧已经导致在驱动模式或主要模式中的读取方向上存在由于相对较小的制造不准确性而产生的偏差,该制造不准确性使得特别是在不存在旋转率的情况下出现各自结构的不期望的边缘角。结果,产生干扰信号,该干扰信号是作为旋转率信号分量而被不期望地评估的,并且因而伪造旋转率信号或者导致与旋转率信号相关的测量误差。
这类非期望的边缘角或弹簧倾斜是工艺导致的并且仅能在有限角度内避免。如上所描述的干扰信号,其并不是由于所检测的旋转率而是由于读取方向上的故障偏差(其根据驱动方向中的震动质量及其弹簧的偏差)而出现的,所述干扰信号也被称为正交或正交信号。
文献WO03/010492A1提出了一种用于在旋转率传感器中抑制正交信号的方法,其中所述旋转率传感器包括与震动质量相关联的两个修整电极安排,在所述方法中,通过向修整电极施加电压的方式来抑制旋转率传感器的正交。然而,这种正交抑制会不期望地影响旋转率传感器读取模式的共振频率,结果这导致共振频率之间的差分频率也随着旋转率传感器的驱动模式或主要模式以及读取模式或次要模式而改变。由于在读取模式共振频率的改变中二次方地包含了施加到修整电极上的电压,因此这将更为不利。
通常,晶片的旋转率传感器的正交的实施例由于工艺变动而变化程度相对较高并且对于晶片的每个旋转率传感器而言也十分地不同。
此外,已知地,通过至少一个修整电极元件或修整电极来重置读取模式或次要模式下的旋转率传感器的一个或多个震动质量的偏差。然而,这通常也会影响次要振荡器的共振频率,以及影响可能的正交抑制。
发明内容
本发明目的在于提供一种旋转率传感器的测量方法以及对应的旋转率传感器,利用该旋转率传感器并且基于所检测的旋转率、正交抑制以及次要振荡器的共振频率设置而对次要模式的偏差进行重置,能够被共同地执行,特别地使得这三个影响能够至少部分彼此独立地被执行或设置。
通过根据权利要求1的方法以及根据权利要求15的微机械旋转率传感器来实现本发明的目的。
优选地,所述方法和旋转率传感器被体现或设计成使得至少能够基于所检测的旋转率和正交抑制并且与震动质量偏差的重置无关地来执行共振频率的设置,以及使得特别是还能够基于所检测旋转率或次要模式范围内的至少一个震动质量的整个偏差以及正交抑制来彼此无关地设置偏差的重置。
优选地,将正交操纵变量定义为用于抑制由正交所引起的次要模式的偏差或振荡的静态操纵变量。因此,特别地,抑制了旋转率传感器输出信号的不期望的正交信号或正交信号分量,其通常关于构成旋转率的旋转率传感器输出信号分量而基本上相移90°或270°
方便地,重置操纵变量是谐波振荡信号,其幅度取决于第一控制器单元的输出,其中该幅值乘以谐波振荡信号,该谐波振荡信号具有与主要模式或驱动模式相同的频率。
优选地,将共振频率操纵变量定义成静态变量,利用该静态变量,读取模式下的共振频率和驱动模式下的共振频率之间的频率差值基本上具有限定值或被调整为限定值,或者可选地优选为零或被调整为零。
驱动模式或主要模式优选地被看作是旋转率传感器的自然模式,优选地是自然振荡,特别优选地是在至少一个震动质量的共振频率处振荡,其中旋转率传感器的震动质量特别地是连续地振荡。更特别优选地,旋转率传感器具有至少两个震动质量,其彼此耦合并且在驱动模式期间以相反相位振荡或者在相同方向上均存在彼此反向的偏差。
读取模式或次要模式优选地被看作是由于旋转率和Coriolis应力的相关效应而被优选地设定的自然模式。
优选地,旋转率传感器包括至少四个修整电极元件,其共同地直接或间接关联于所述震动质量,其中在第一修整电极元件和震动质量之间施加第一电修整电压,在第二修整电极元件和震动质量之间施加第二电修整电压,在第三修整电极元件和震动质量之间施加第三电修整电压,以及在第四修整电极元件和震动质量之间施加第四电修整电压,其中第一修整电压u1、第二修整电压u2、第三修整电压u3以及第四修整电压u4均基本上按照共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量的以下相关性而被设置:
可选地,重置变量也优选地被看作是和/或共振频率操纵变量是和/或正交操纵变量是
优选地,修整电极元件均被体现和安排成使得电容C1,C2,C3和C4形成在第一、第二、第三和第四修整电极元件与相关震动质量的各自相关质量电极元件之间,其中施加于修整电极元件和质量电极元件之间的相关修整电压如下: 以及
其中,i是每种情况下与电极元件编号有关的索引,gi是修整电极元件与非偏差状态下的相关质量电极元件之间的间隙的距离,Ai是修整电极元件与非偏差状态下的相关质量电极元件之间的重叠面积,乘积±ritiq1是随主要模式q1偏差的变化而改变的重叠面积,其中ti是修整电极元件和相关质量电极元件之间的重叠深度,并且ri是与主要模式q1的偏差相关的第一正几何常数,以及乘积±siq2是修整电极元件和质量电极元件之间的间隙根据次要模式q2偏差的距离变化,其中Si是与次要模式q2的偏差相关的第二正几何常数。
修整电极元件优选地体现化为平面电容板,所述平面电容板基本上平行于笛卡尔坐标系的x-y平面。在该上下文中,由质量电极元件的乘积±ri*q1所定义的偏差特别地出现在修整电极元件相关的x轴方向中。修整电极元件的重叠深度ti在此朝向y轴方向。质量电极元件在z轴方向上相对于修整电极元件的偏差特别优选地朝向z轴方向。
在所有修整电极元件质量电极元件对中,Ai,ri,ti,gi和si优选地基本上相同,也就是说A1=A2=A3=A4,并且相应地,对于ri,ti,gi和si的第i个值,各自具有相同的值。
优选地,旋转率传感器包括控制安排,其中首先利用预定义的控制参考变量而从控制变量中形成控制误差变量,其中控制变量代表其次要模式方向中震动质量的所检测偏差,以及其中控制参考变量是具有利用主要模式频率(ω1)调制的频率为ωs的谐波频率识别信号(yD),或者该频率识别信号被叠加在控制参考变量上,其后,如此形成的控制误差变量被馈送给第一控制器单元,在所述第一控制器单元中至少产生重置变量。特别地,重置变量随后在第一解调器单元中利用两个彼此相位移动90度的谐波信号而被解调,并由此获取正交变量和旋转率变量,其后,根据正交参考变量而从正交变量中产生正交控制误差变量,所述正交参考变量特别地为“0”值,其中正交控制误差变量被馈送给正交控制器单元,其使得正交操纵变量在输出侧变为可用,以及其中旋转率变量或正交变量利用频率ωs在第二解调器单元中被解调,并由此获取获取频率变量,其后根据频率参考变量而从频率变量中产生频率控制误差变量,所述频率参考变量特别地为“0”值,其中频率控制误差变量被馈送给频率控制器单元,其使得共振频率操纵变量在输出侧变为可用。
有利地,旋转率传感器包括控制安排,其中首先利用预定义的控制参考变量而从控制变量中形成控制误差变量,其中控制变量代表其次要模式方向中的震动质量的所检测偏差,以及其中控制参考变量是具有利用主要模式频率(ω1)调制的频率为ωs的谐波频率识别信号(yD),或者该频率识别信号被叠加在控制参考变量上,其后,如此形成的控制误差变量被馈送给第一控制器单元,随后第一控制器单元的输出信号在第一解调器单元中利用两个彼此相位移动90度的谐波信号而被解调,并由此获取正交变量和旋转率变量,其后,根据正交参考变量而从正交变量中产生正交控制误差变量,所述正交参考变量特别地为“0”值,其中正交控制误差变量被馈送给正交控制器单元,其使得正交操纵变量在输出侧变为可用,以及其中旋转率变量或正交变量利用频率ωs在第二解调器单元中被解调,由此获取获取频率变量,其后根据频率参考变量而从频率变量中产生频率控制误差变量,所述频率参考变量特别地为“0”值,其中频率控制误差变量被馈送给频率控制器单元,其使得共振频率操纵变量在输出侧变为可用。
特别地,旋转率传感器具有使得重置变量可用的重置单元,其中特别优选地,该重置变量具有限定常量的重置值。
优选地,控制安排包括sigma-delta转换器,,利用该转换器,控制变量被直接数字化或者与其相关的至少一个变量被数字化,随后共振频率操纵变量、正交操纵变量和重置变量以数字变量而生成。
Sigma-delta调制器特别地体现为电机械式Sigma-delta调制器。
所述sigma-delta调制器特别优选地包括安排在第一控制器单元输入侧上游的电容/电压转换器、第一控制单元自身、在第一控制器单元输出侧与其连接并且例如具有采样频率fs的量化器、以及用于反馈控制过程的数字/模拟转换器和电压/应力传感器。
有利地,第一控制器单元的输出信号被数字化,以及至少第一解调器单元、第二解调器单元、正交控制器单元和频率控制器单元以数字形式而体现,此外,操纵变量转换单元和/或重置单元也特别地以数字形式而体现。
优选地,在任何情况下,根据量化器的数字输出信号,两个修整电压借助于一个混合器而被成对地处理。
优选地,在任何情况下,根据量化器的数字输出信号,第一和第四修整电压借助于第一混合器(M1)而被处理,以及第二和第三修整电压借助于第二混合器(M2)而被处理。
优选地,旋转率传感器,特别是其控制安排,具有操纵变量转换单元,其使得修整电压u1,u2,u3和u4可以根据共振频率操纵变量正交操纵变量以及重置变量而按照以下等式获得:
优选地,旋转率传感器被体现成使得其能够检测关于至少两个不同轴的旋转率,也就是说旋转率传感器是“多轴”设计的。
优选地,所述第一和第二修整电极元件采用基本上不可移动的方式来体现和安排,特别是相对于所述电极元件的各自电极表面而基本上不可移动,并且与震动质量电性绝缘并且空间间隔地安排。
修整电极元件便利地彼此隔开并且特别优选地均具有相同设计。
旋转率传感器便利地具有彼此耦合的两个震动质量。
有利地,所述第一和第二修整电极元件均具有至少一个电极表面,所述电极表面被安排成基本上平行并相对于震动质量的修整表面,并且其中第一和第二修整电极元件的电极表面通常与相对的修整表面区域相关联,和/或所述电极表面在该区域重叠,特别地与震动质量的偏差状态无关,至少达到限定的幅度/偏差,特别优选地甚至处于震动质量最大偏差的情况下。电极表面在该情况下有利地总是突起超过修整表面的位于相对位置的区域。电极表面和修整表面更特别有利地基本上平面设计。
微机械旋转率传感器优选地被看作是微机械陀螺仪。
本发明还涉及旋转率传感器在机动车辆中的用途,特别地用于机动车辆控制***。
根据本发明的方法以及根据本发明的旋转率传感器可以用于不同的区域来检测一或多个旋转率和/或借助于相应的信号处理来检测一个或多个旋转加速度。在本上下文中,其使用优选地是在车辆中,尤其是机动车辆和飞行器、自动化技术、导航***、摄像机的图像稳定器、工业机器人以及游戏控制台,并且特别优选地应用于本上下文中的各自对应的控制***。在机动车辆控制***(诸如ESP)中的一个/多个偏航率传感器和/或一个/多个偏航加速度传感器中使用所述方法和旋转率传感器更加特别地有利。
附图说明
更多优选实施例将在从属权利要求以及参考附图的示意性实施例下列描述中得到表述。
在示意性的附图中:
图1示出了从修整电极元件和从质量电极元件中形成的电容的示例性实施例,其中修整电极元件关于传感器外壳而位置固定,而质量电极元件与震动质量连接或作为其一部分;
图2示出了方法或旋转率传感器的示例性实施例,其中频率识别信号被预定义为第一控制器上游的谐波设置点值并且在解调前作为控制变量的参考变量;
图3示出了具有传感器和滤波器结构的1比特电机械sigma-delta调制器或第一控制器的示例性模型;
图4示例性地示出了简化控制电路;
图5是电机械sigma-delta调制器的简化频谱图示;
图6a)示出了到单个电极的示例性多比特反馈以及b)示出了经由多个电极的单比特反馈;
图7示出了具有a)单端设计和b)差分设计的示例性读取电路;和
图8示出了借助于sigma-delta调制并且利用预定义频率识别信号作为控制变量的谐波设置点值的方法或旋转率传感器的示例性实施例。
具体实施方式
图1所示的示意性电容由修整电极元件1和质量电极元件2组成,并且表现为平行板电容,其中跨过间隙的距离gi形成在两个电极之间的z方向上,并且在主要模式下质量电极元件的偏差出现在x方向中,其中重叠面积的变化出现在x方向上,以及在次要模式下质量电极元件的偏差出现在z方向中。
图2示出了示例性方法和示例性旋转率传感器,该旋转率传感器包括控制安排3,其中首先利用预定义的控制参考变量yD而从控制变量y中产生控制误差变量,其中控制变量y代表其次要模式方向中的震动质量的所检测偏差,以及其中控制参考变量是具有利用主要模式频率ω1调制的频率为ωs的谐波频率识别信号,其后,如此形成的控制误差变量被馈送给第一控制器单元4,在所述第一控制器单元中至少产生重置变量一方面,重置变量被直接馈送给操纵变量转换单元7,此外,在第一解调器单元5中利用两个彼此相位移动90度的谐波信号对重置变量进行解调,并由此获取正交变量和旋转率变量(共同标记为),其后根据正交参考变量而从正交变量中产生正交控制误差变量,所述正交参考变量特别地为“0”值,其中正交控制误差变量被馈送给正交控制器单元10,其使得正交操纵变量(或在此称作)在输出侧变为可用,以及其中旋转率变量利用频率ωs在第二解调器单元8中被解调,并由此获取频率变量其后根据频率参考变量而从频率变量中产生频率控制误差变量,所述频率参考变量特别地为“0”值,其中频率控制误差变量被馈送给频率控制器单元9,其使得共振频率操纵变量(在此称作0)在输出侧变为可用。旋转率变量也是经低通滤波的并且形成传感器的输出信号其包含与所检测的旋转率相关的信息。
操纵变量转换单元7根据等式 产生修整电压u1,u2,u3和u4。
图8示出了利用sigma-delta调制器的旋转率传感器以及相应的方法。在本上下文中,旋转率传感器包括控制安排3,其中首先利用预定义的控制参考变量而从控制变量y中产生控制误差变量,其中控制变量y代表次要模式方向中的震动质量的所检测的偏差,以及其中所述控制参考变量是具有利用主要模式频率ω1解调的频率ωs的谐波频率识别信号,其后,如此形成的控制误差变量被馈送给第一控制器单元4,其输出信号随后在量化器12中利用时钟频率fs而被数字化并且随之所产生的比特序列随后在第一数字解调器单元5中利用两个彼此相位移动90度的谐波信号而以数字方式被解调,由此获得正交变量和旋转率变量其后根据正交参考变量从正交变量中产生正交控制误差变量,所述正交参考变量特别地具有值“0”,其中正交控制误差变量被馈送给正交控制器单元10,其使得正交操纵变量(在此称作)在输出侧变为可用。
在第二解调器单元8内利用频率ωs对旋转率变量进行解调,因此获取频率变量其后,根据频率参考变量从频率变量中产生频率控制误差变量,所述频率参考变量特别地具有值“0”,其中频率控制误差变量被馈送给频率控制器单元9,其使得共振频率操纵变量(在此称作)在输出侧变为可用。旋转率变量也是经低通滤波的并且形成传感器的输出信号其包含与所检测的旋转率相关的信息。
此外,旋转率传感器包括重置单元11,其产生重置变量例如作为限定的常量重置值。
控制安排包括例如sigma-delta转换器,利用该转换器,对控制变量进行数字化并在随后产生共振频率操纵变量、正交操纵变量和重置变量作为数字变量。体现为电-机械式sigma-delta调制器的Sigma-delta调制器在此包括安排在第一控制器单元4输入侧上游的电容/电压转换器13、第一控制单元4自身、在第一控制器单元4输出侧与其连接并且具有采样频率fs的量化器12、以及用于反馈控制过程的数字/模拟转换器(未示出)和电压/应力传感器(未示出)。
均根据量化器12的数字输出信号,第一和第四修整电压U1,U4借由第一混合器M1处理,而第二和第三修整电压U2,U3借助于第二混合器M2处理。
下面将通过数学解释的方式作为例子而给出描述和分析:
微电机械旋转率传感器典型地具有两个弱阻尼机械振动模式,其彼此正交,即所谓的主要模式和次要模式,其在旋转率出现时借助于Coriolis效应而耦合。由于制造所产生的不准确性,在主要和次要模式之间通常出现进一步的耦合,即不平衡效应或正交。然而,在传感器的输出信号中,由于Coriolis和不平衡效应而使得信号分量具有90度的相位差。作为相应解调的结果,输出信号由此能够分解成旋转率分量和正交分量。微机械旋转率传感器的传统控制原理因此典型地包括正交控制器,其通过使用附加的致动器***来补偿由于不平衡效应产生的信号分量。由此可以避免由于解调误差而导致的输出信号中的旋转率分量的任何偏置漂移。为了增加灵敏度,使用通常非常弱阻尼的机械结构。通过在重置控制器(也称为锁定模式)中使用更为合适的致动器来补偿旋转率分量,可以改善由于旋转率而引起的传感器的所产生的慢动态响应行为。随后通过重置控制器的闭合电路而限定期望的传感器动态。如果主要和次要模式的共振频率相同,则达到旋转率传感器的最大灵敏度。由于当存在小参数差异时该工作点附近的灵敏度变化也非常大,因此必须控制共振频率。本发明优选地旨在设计总体控制原理,其包括正交控制器、重置控制器和频率控制器。
本发明中的传感器类型是基于电容旋转率传感器。在本上下文中,借助于电容致动器和传感器来激励和读取主要和次要振荡。至于其他,假设在主要模式中旋转率传感器通过使用合适的电容致动器或驱动设备而以恒定振幅谐波地振动。振荡频率在此对应于主要模式的共振频率。如果也假设主要振荡的振幅和频率理想地调整为一恒定设置点值,则主要振荡中的次要振荡的反应可以忽略不计,并且次要模式的移动微分等式可以如下写出:
在这里,q1和q2表示主要和次要模式,Ω表示旋转率以及u1,...,um表示用于影响次要模式的电容致动器电压。正数常量m2,d2和k2对应于惯性系数、阻尼系数和刚度系数,而可以假设为正值和负值的常数c21和k21对应于由于Coriolis效应和不平衡效应而导致的耦合项。非线性输入项f2(q1,q2,u1,...,um)取决于电容致动器的安排。如果假设平行板电极,如图1所示,则它们可以被设计成使得能够通过应用恒定电压分量来进行次要模式的谐波激励和耦合项k21q1的补偿二者。此外,恒定分量致使次要模式的共振频率被固有地影响。首先,假设仅仅考虑具有矩形电极的平行电容板。对于给定数目m的该类型的电容致动器,图1示出了第i个致动器,i=1,...,m,其包括与外壳刚性连接的电极以及可移动电极。可移动电极具有平移自由度xi和zi,其中xi和zi描述了主要模式或次要模式方向中的可移动电极中心点的移动,即如果没有激励其它模式,则如下应用具有正常量ri和si的xi=±riq1和zi=±siq2。随后如下获得第i个致动器的电容Ci和所存储的能量WP,i:
其中电压ui、介电常数ε0、间隙gi、重叠长度li、深度ti以及非扭曲状态下的重叠面积Ai=liti。电容致动器的整体外加应力,即式(1)中的f2,如下计算:
等式(2)和(3)表明,根据电容致动器的几何安排,应力效应可以被应用到次要模式中,其具有四个不同的符号排列,特别是对于xi=±riq1和zi=±siq2。
首先假设准确地存在四个电容致动器,其具有不同的符号排列,对于作用于次要模式的应力应用下式:
控制原理的一个优选实施例因而是输入变量转换:
如果转换(5)被***到(4)中并且表达式f2根据q1和q2且关于工作点q1=0和q2=0而被线性化,则获得对小偏差有效的近似关系。假设所有平行板电容的间隙大小相等,即g=gj,以及对于j=1,...,m满足如下几何关系sA=sjAj,rst=rjsjtj且其可以被解释为对于加权重叠面积和重叠长度的对称条件,获得如下的线性近似:
等式(6)表明,所转换的输入变量现在彼此解耦,等式(1)现在可以写成如下形式:
在(7)中显而易见的是,输入可以用于谐波激励次要模式,输入可以用于补偿不平衡,以及输入可以用于修整次要模式的共振频率。
如上文所述,做出如下约束假设:所有的电容致动器具有矩形电极并且不具有任何的旋转自由度。
上述原理事实上可以非常易于扩展到具有任意期望形状和由任意有限数目的足够小的矩形元件所形成的电极。假设分割到足够小的元件,因而在上述形式这也可以近似具有任意期望形状的旋转电极的应力效果。而且,假设有限数量的致动器元件被组合在一起以形成四组数目为的mk具有共同符号排列的元件,其中k=1,...,4,并且它们被施加电压uk。如果所分布的致动器满足几何条件:
则作用于次要模式的整个应力是
其可以依次在形式(6)中被近似。
对于实际示例性控制器设计,优选地使用所谓的包络曲线模型,所述模型描述了***变量的傅立叶系数的动态性。为此,首先假设主要模式经历了具有恒定振幅Q1,S和频率ω1的q1=Q1,Ssin(ω1t)形式的谐波振荡,其对应于主要模式的自然频率。而且,假设次要模式能够形成为q2=Q2,Ssin(ω1t)+Q2,Ccos(ω1t)形式的谐波振荡。在具有输入和恒定输入和的谐波激励的情况下,可以利用微分等式***来描述傅立叶系数Q2,S和Q2,C的动态性。
其中,次要模式的阻尼参数和自然频率:
以及输入和不平衡参数:
以及输入和在下文中,谐波振荡***变量(q2,...)表述为“快”信号,而相关傅立叶系数(Q2,S,Q2,C,...)表述为“慢”信号。
为了旋转率传感器的操作,可以在所谓的“分割模式”和“匹配模式”之间做出区分。在分割模式操作中,输入是恒定的并且频率差的绝对值假设为常值|ω1-ω2|>>1。由于不同阻尼参数d2以及因此的α2所引起的灵敏度的变化,对于足够大的频率差来说并不起明显作用,因此不必控制次要自然频率并且参数α2和ω1-ω2的离线识别就已经足够。另一方面,在匹配模式操作下,目标是频率间隔尽可能的小以达到ω1-ω2→0。在点ω1=ω2附近灵敏度变化具有最大值,并且因此不可避免地需要进行频率间隔ω1-ω2的频率控制和在线识别。
由于输出信号y=c2q2用于重置未知旋转率并且用于补偿未知的不平衡,因此没有例如与频率差相关的更多信息可以从输出信号中获取。为此,需要次要模式的附加激励,该附加激励包括频谱中的频率分量,其与自然频率ω1不同。易于执行的可能性是具有频率ωs=ω1/l且l>>1的谐波激励。
如果假设包络曲线(8)的输入变量具有形式 和 以及相应的状态变量Q2,S=Q2,S0+Q2,SSsin(ωSt)+Q2,SCcos(ωSt)和Q2,C=Q2,C0+Q2,CSsin(ωst)+Q2,CCcos(ωst),则可以通过忽略与主要模式有关的耦合项来借助于如下形式的包络曲线模型指定新傅立叶系数Q2,SS,Q2,SC,Q2,CS和Q2,CC(SC子***)的动态。
通过包络曲线模型
来描述傅立叶系数Q2,S0和Q2,C0(0子***)的动态。
现在进行如下假设:“快”输出信号y=c2q2通过鲁棒控制器RR(s)被调整为谐波设置点值其中ωS=ω1/l且l>>1。如果首先假设这个从属重置控制是理想的并且输出y准确地符合设置点值yD,即如下条件:Q2,SS=0,Q2,SC=0,Q2,CS=0和Q2,CC=YCC/c2,则以如下形式从等式(11)和(12)中获取稳定状态下的输入变量
如图2所示,通过解调操纵变量可以获取独立分量和等式(13)中的傅立叶系数与旋转率成比例,并且因此可以用作旋转率传感器的输出。
随后通过利用输入变量补偿变量来执行实际正交控制。作为正交控制器RQ(s)设计基础的从输入到输出的距离通过稳定状态关系而给出:
此外,从等式(13)中显而易见的是,傅立叶系数线性地取决于频率差ω1-ω2。频率差因此可以采用来被计算。频率控制器因而具有将傅立叶系数调整为零的功能。用作控制器RF(s)的频率控制的基础的从输入到输出的距离(其关于工作点ω1=ω2而被线性化)的传递函数,通过稳定状态关系而给出:
相关级联控制结构在图2中显示。
实际上,从属重置控制器的闭合回路的传递矩阵并不准确地等于1。
所定义的谐波设置点值的响应因而具有在稳定状态下的相位移动和振幅变化A0,其可以通过替代cos(ωst)而利用进行解调而在后续解调中进行校正。
通过电机械式sigma-delta(SD)调制器以锁定模式(重置控制器)对传感器的示例性读取,相比较没有锁定操作的传统读取***而言具有很多优点。由于锁定操作,尤其可以改善带宽、动态范围和线性化。图3示出了电机械SD调制器的设计,其包括传感器、电容/电压转换器(C/V)、滤波器或第一控制器单元RR(s),其对应于如上所述的重置控制器、具有采样频率fS的量化器、数字/模拟转换器(DAC)以及电压/应力传感器(-F/V)。通过使用合适大小的滤波器而保证闭合回路的稳定性。在图4中,示出了具有输入Fin、传递函数H(s)、量化噪声e以及所反馈的输出D0的简化控制回路,其中传递函数H(s)将传感器和滤波器RR(s)所组成的***模型化。在Laplace空间中获得了如下闭合回路的输出信号:
通过(16)中的信号传递函数(STF)和噪声传递函数(NTF),可以确定在信号带宽中期望的较大的滤波器放大,从而一方面将输入信号Fin一致地传递给输出信号D0(例如,如上所解释的,随后可以对于控制器设计的其它部分假设理想的重置控制(y=yD)),以及另一方面抑制量化噪声。在旋转率传感器的情况下,可以优选地以与旋转率传感器主要共振频率对应的共振频率来使用带通滤波器。图5示出可所出现的SD调制器的频谱。在频谱中可以确定两个局部最小值;右侧那个源自带通滤波器而左侧那个源自次要模式的旋转率传感器的传递函数。在此,立即可以看出,如果两个局部最小值彼此重合则质量将显著改善。
在SD调制器的情况中,数字输出信号通过DAC被反馈给传感器元件。通过主动反馈而改善传感器的线性化。这导致输入侧的测量信号被尽可能地补偿,以使得在理想状态下传感器具有可以忽略的微分信号。在SD理论的情况下,状态应当被调整为如此效果:将被测量的信号被平均地补偿并且故障仅仅作为输入信号而作用在传感器上。多比特解决方案的使用允许输入信号和输出信号之间的差异减小,由此改善了整个***的线性化质量。通过脉冲宽度调制信号、单个或多比特电压信号或单个或多比特电荷信号来电容性地执行反馈。或者如图6a所示的,通过执行反馈应力隐性线性化的特定D/A转换器,或者如图6b所示的,通过使用多个反馈电极,能够获取多比特反馈。
使用具有连续定时的SD转换器使得耗能显著减少。这是由于RC技术对于运算放大器(OPV)需要更小的带宽。相比较开关/电容技术,这可以是以高达10的因子而变得更小的带宽。结果,电流消耗也能够以相同因子而减小。对于具有连续定时的评估电路,可以选择两种不同的方法。如图7a所示的,第一种方法是基于从中央电极上窃取(tapping)信号的。该方法的优点在于对于评估电路仅需要一个放大器。该方法的缺点在于调制信号的生成过于复杂,所述调制信号应当被准确地相移180度,并且作为反馈的结果,没有附加信号能够被传送至中央电极。由于这些原因,不具备上述缺点并且在图7b中所示的完全不同的设计也经常被选择。作为第三种可选方案,可以为每个电容器选择专用放大器。然而,这将导致大量放大器的使用并且增加芯片表面。
在该部分中,上述控制原理和sigma-delta调制器被组合以形成另一个示例性实施例,如图8所示。在数字控制块中,信号代替了信号信号定义了sigma-delta调制器的应力反馈并且可以被设置为恒定值。借助于所描述的输入变量转换来防止三个不同的操纵变量和相互影响。通过混合器M1和M2,在旋转传感器的电容致动器的相应电极上,外加四个电压u1+,u2-,u3+和u4-。此处,u1+和u4-以及u2-和u3+关于操纵变量和而是相同的并且区别仅仅在于应力反馈值Sigma-delta调制器包括电容/电压转换器(C/V)、回路滤波器(RR(s))、1比特量化器(其利用采样频率fs定时)、以及由两个混合器M1和M2所限定的应力反馈(DAC)。两个混合器M1和M2利用sigma-delta的输出信号而被致动。作为在信号u1+和u4-或u2-和u3+的电流电平之间切换的结果,通过电压u1,u2,u3和u4而作用在传感器上的应力反馈因而出现。
因此如上示例性所描述的,正交控制器和频率控制器以及sigma-delta调制器的组合,可以组合各个原理的优点。
所述方法和旋转率传感器的一个特别有利的特征在于非线性输入变量转换(5)以及使用具有连续定时的电机械式sigma-delta调制器。
对读取传感器而使用具有连续定时的SD转换器具有多种有点。第一个优点在于相比较开关/电容技术而言减少了功率消耗。使用具有连续定时的信号这一事实的结果是,所使用的运算放大器以高达10的因子而减少了所需带宽,以及因此电流也以高达10的因子10而减少。这导致彻底地降低了能量消耗,其在移动传感器***迅速增长的市场中扮演了尤其特殊的角色。而且,具有连续定时的SD转换器具有隐性抗混叠滤波器,其过滤fs/2之上的频率。尽管传感器已经具有低通行为,但是其并不足以减少Nyquist频率之上的频率,并且该滤波器的属性也并不能被自由地调整。具有连续定时的SD转换器的属性减少了电路费用和成本以及必要的功率消耗。而且,在测试质量上的读取电极的周期性重充电的缺乏也导致了更小的读取应力,其导致增加信噪间隔并且因而改善了分辨率。
电容性旋转率传感器的次要共振频率的传统控制方法无需对固有平方输入非线性进行补偿。如果需要正交和/或重置控制器以操作旋转率传感器,则这导致频率控制器、正交和重置控制器相互影响。特别是在重置控制器的情况下,由于旋转率传感器的输出信号对应于用于重置旋转率的所需操作变量,因此这里将出现旋转率传感器的输出变量被频率控制器直接影响的问题。如果次要共振频率因而例如由于温度影响而改变,并且频率控制器补偿所产生的控制误差,则在输出信号中也会出现变化。通过所提出的输入变量转换可以避免这种不期望的效应,并且导致不需要借助于特征曲线场进行复杂校正。
对于具有新转换输入变量(和)的完全解耦的总***而言,能够彼此独立地设计频率控制器、正交控制器和重置控制器。所提出的控制原理的优点在于,不再需要对输出信号进行解调并且因此也不再需要对正交信号和旋转率信号进行解耦,假设“快”重置控制器被配置为就参数变化(特别是次要共振频率)而言具有足够的鲁棒性。由于对重置控制器的操纵变量进行解调而影响了分解为正交分量和旋转率分量。而且,所提出的控制原理的优点在于,共振频率和相关测量信号之间的线性化关系以及因此对于频率控制器而言实现了具有任意期望大小的稳定影响区域。
Claims (20)
1.一种用于微机械旋转率传感器的准确测量操作的方法,所述微机械旋转率传感器包括至少一个震动质量、用于以主要模式(q1)驱动所述震动质量的至少一个驱动设备、以及共同地与所述震动质量直接或间接地相关联的至少三个修整电极元件(1),其中,在这些修整电极元件(1)中的每一个与所述震动质量之间施加电修整电压(u1,u2,u3,u4),其特征在于:
根据共振频率操纵变量、正交操纵变量和重置变量来设置这些电修整电压(u1,u2,u3,u4)中的每一个,
所述旋转率传感器包括控制安排(3),其中首先利用预定义的控制参考变量而从控制变量(y)中形成控制误差变量,其中所述控制变量(y)代表其次要模式的方向中的所述震动质量的所检测的偏差,以及其中所述控制参考变量是具有利用所述主要模式的频率(ω1)而调制的频率为ωs的谐波频率识别信号(yD),或者该频率识别信号被叠加在所述控制参考变量上,其后,如此形成的所述控制误差变量被馈送给第一控制器单元(4),在所述第一控制器单元中至少产生所述重置变量
2.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述旋转率传感器包括至少四个修整电极元件(1),其共同地直接或间接关联于所述震动质量,其中在第一修整电极元件和所述震动质量之间施加第一电修整电压,在第二修整电极元件和所述震动质量之间施加第二电修整电压,在第三修整电极元件和所述震动质量之间施加第三电修整电压,以及在第四修整电极元件和所述震动质量之间施加第四电修整电压,其中所述第一修整电压u1、所述第二修整电压u2、所述第三修整电压u3以及所述第四修整电压u4每个都基本上利用共振频率操纵变量正交操纵变量和重置变量的以下的相关性而被设置:
3.如权利要求2所述的方法,其特征在于,所述修整电极元件(1)每个都被体现和安排成使得电容C1,C2,C3和C4形成在所述第一、第二、第三和第四修整电极元件与相关震动质量的各自相关质量电极元件(2)之间,其中相关修整电压施加在所述修整电极元件和所述质量电极元件之间,如下:
以及
其中i是在任何情况下与电极元件的编号有关的索引,gi是所述修整电极元件和非偏差状态下的相关质量电极元件之间的间隙的距离,Ai是在所述修整电极元件和非偏差状态下相关质量电极元件之间的重叠面积,乘积±ritiq1是重叠面积的取决于主要模式q1的偏差的变化,其中ti是所述修整电极元件和相关质量电极元件ri之间的重叠深度,并且ri是与所述主要模式q1的偏差相关的第一正几何常数,以及乘积±siq2是在所述修整电极元件和所述质量电极元件之间的间隙的距离取决于次要模式q2的偏差的变化,其中Si是与所述次要模式q2的偏差相关的第二正几何常数。
4.如权利要求3所述的方法,其特征在于,在所有所述修整电极元件/质量电极元件对(1,2)中,Ai,ri,ti,gi和si基本上相同。
5.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述重置变量随后在第一解调器单元(5)中利用两个彼此相位移动90度的谐波信号而被解调,由此获取了正交变量和旋转率变量,其后,根据正交参考变量而从所述正交变量中产生正交控制误差变量,其中所述正交控制误差变量被馈送给正交控制器单元(10),其使得所述正交操纵变量在输出侧变为可用,以及其中所述旋转率变量或正交变量利用频率ωs在第二解调器单元(8)中被解调,由此获取获取频率变量,其后,根据频率参考变量而从所述频率变量中产生频率控制误差变量,其中所述频率控制误差变量被馈送给频率控制器单元(9),其使得共振频率操纵变量在输出侧变为可用。
6.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述旋转率传感器包括控制安排(3),其中首先利用预定义的控制参考变量而从控制变量(y)中产生控制误差变量,其中所述控制变量(y)代表在其次要模式的方向中的所述震动质量的所检测的偏差,以及其中所述控制参考变量是具有利用主要模式的频率(ω1)而调制的频率为ωs的谐波频率识别信号(yD),或者该频率识别信号被叠加在所述控制参考变量上,其后,如此形成的所述控制误差变量被馈送给第一控制器单元(4),随后该第一控制器单元(4)的输出信号在第一解调器单元(5)中利用两个彼此相位移动90度的谐波信号而被解调,由此获取正交变量和旋转率变量,其后,根据正交参考变量而从正交变量中产生正交控制误差变量,其中所述正交控制误差变量被馈送给正交控制器单元(10),其使得所述正交操纵变量在输出侧变为可用,以及其中所述旋转率变量或正交变量利用频率ωs在第二解调器单元(8)中被解调,由此获取获取频率变量,其后,根据频率参考变量而从所述频率变量中产生频率控制误差变量,其中所述频率控制误差变量被馈送给频率控制器单元(9),其使得所述共振频率操纵变量在输出侧变为可用。
7.如权利要求6所述的方法,其特征在于,所述旋转率传感器具有使得重置变量变为可用的重置单元。
8.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述控制安排(3)包括sigma-delta转换器,利用该转换器,所述控制变量被直接数字化或者与其相关的至少一变量被数字化,随后所述共振频率操纵变量所述正交操纵变量和所述重置变量作为数字变量而被生成。
9.如权利要求8所述的方法,其特征在于,所述sigma-delta转换器被体现为电机械式sigma-delta调制器。
10.如权利要求9所述的方法,其特征在于,所述sigma-delta调制器包括安排在所述第一控制器单元(4)的输入侧上游的电容/电压转换器(13)、所述第一控制单元自身(4)、在所述第一控制器单元的输出侧与其连接的量化器(12)、以及用于反馈控制过程的数字/模拟转换器和电压/应力传感器。
11.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述旋转率传感器的控制安排(3),具有操纵变量转换单元(7),该操纵变量转换单元使得修整电压u1,u2,u3和u4根据所述共振频率操纵变量所述正交操纵变量以及所述重置变量并且按照以下等式而变为可用:
12.如权利要求6所述的方法,其特征在于,所述第一控制器单元(4)的输出信号被数字化,以及至少所述第一解调器单元(5)、所述第二解调器单元(8)、所述正交控制器单元(10)和所述频率控制器单元(9)以数字形式而体现。
13.如权利要求10所述的方法,其特征在于,在任何情况下根据所述量化器(12)的数字输出信号,两个修整电压(U1,U4),(U2,U3)借助于一个混合器(M1,M2)而被成对地处理。
14.如权利要求5所述的方法,其特征在于,所述正交参考变量为“0”值。
15.如权利要求5所述的方法,其特征在于,所述频率参考变量为“0”值。
16.如权利要求6所述的方法,其特征在于,所述正交参考变量为“0”值。
17.如权利要求6所述的方法,其特征在于,所述频率参考变量为“0”值。
18.如权利要求7所述的方法,其中该重置变量具有限定常量的重置值。
19.如权利要求12所述的方法,其特征在于,所述操纵变量转换单元(7)和/或重置单元(11)也以数字形式而体现。
20.一种微机械旋转率传感器,包括至少一个震动质量、用于以主要模式(q1)驱动所述震动质量的至少一个驱动设备、以及共同地与所述震动质量(2)直接或间接地相关联的至少三个修整电极元件(1),其中,在任何情况下,在这些修整电极元件中的每一个和所述震动质量之间施加电修整电压,其特征在于,所述旋转率传感器被体现成使得其适于执行如权利要求1到19中的任一个所述的方法。
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Families Citing this family (17)
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EP2547984B1 (de) * | 2010-03-17 | 2014-05-07 | Continental Teves AG & Co. oHG | Verfahren zur entkoppelten regelung der quadratur und der resonanzfrequenz eines mikromechanischen gyroskops |
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DE102012224081A1 (de) | 2012-12-20 | 2014-06-26 | Continental Teves Ag & Co. Ohg | Sensor zum Erfassen einer Drehrate eines Objektes |
US9506757B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-11-29 | Invensense, Inc. | Duty-cycled gyroscope |
DE102013218973B4 (de) | 2013-09-20 | 2015-11-19 | Albert-Ludwigs-Universität Freiburg | Verfahren und Schaltung zur zeitkontinuierlichen Detektion der Position der Sensormasse bei gleichzeitiger Rückkopplung für kapazitive Sensoren |
FR3011701B1 (fr) * | 2013-10-04 | 2017-07-28 | Commissariat Energie Atomique | Dispositif de quantification en temps continu, recepteur de signaux radiofrequence comprenant un tel dispositif et procede de quantification en temps continu |
DE102015219458A1 (de) * | 2015-10-08 | 2017-04-13 | Albert-Ludwigs-Universität Freiburg | Schaltungsanordnung und verfahren zur digitalen korrektur von modulationseffekten bei elektromechanischen delta-sigma-modulatoren |
GB2547415A (en) * | 2016-02-09 | 2017-08-23 | Atlantic Inertial Systems Ltd | Inertial sensors |
CN105890856B (zh) * | 2016-04-05 | 2018-07-10 | 中国科学院力学研究所 | 一种双间隙机械机构的间隙解耦辨识方法 |
US10247600B2 (en) | 2016-11-10 | 2019-04-02 | Analog Devices, Inc. | Mode-matching of MEMS resonators |
CN106840145B (zh) * | 2016-12-19 | 2020-03-27 | 北京时代民芯科技有限公司 | 一种微机械速率积分环陀螺的控制*** |
US10852136B2 (en) | 2017-08-30 | 2020-12-01 | Analog Devices, Inc. | Frequency mismatch detection method for mode matching in gyroscopes |
DE102018219333B3 (de) * | 2018-11-13 | 2020-03-26 | Albert-Ludwigs-Universität Freiburg | Verfahren zur automatischen frequenzanpassung eines filters in einer geschlossenen regelschleife |
EP3786581B1 (en) * | 2019-08-29 | 2023-06-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Offset-cancelling capacitive mems gyroscope |
JP2021067624A (ja) * | 2019-10-28 | 2021-04-30 | セイコーエプソン株式会社 | 慣性計測装置、電子機器及び移動体 |
US11821731B2 (en) * | 2020-08-19 | 2023-11-21 | Invensense, Inc. | Minimizing a delay of a capacitance-to-voltage converter of a gyroscope by including such converter within a bandpass sigma-delta analog-to-digital converter of the gyroscope |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1898528A (zh) * | 2003-12-23 | 2007-01-17 | 利特夫有限责任公司 | 补偿科式陀螺正交偏差的方法和实现该方法的科式陀螺 |
CN101519359A (zh) * | 2009-04-16 | 2009-09-02 | 李汉毅 | 一种聚酰亚胺水解回收方法 |
Family Cites Families (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5481914A (en) * | 1994-03-28 | 1996-01-09 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | Electronics for coriolis force and other sensors |
FR2736153B1 (fr) | 1995-06-29 | 1997-08-22 | Asulab Sa | Dispositif de mesure d'une vitesse angulaire |
US5992233A (en) | 1996-05-31 | 1999-11-30 | The Regents Of The University Of California | Micromachined Z-axis vibratory rate gyroscope |
US6250156B1 (en) | 1996-05-31 | 2001-06-26 | The Regents Of The University Of California | Dual-mass micromachined vibratory rate gyroscope |
EP1023607A2 (en) | 1997-10-14 | 2000-08-02 | Irvine Sensors Corporation | Multi-element micro gyro |
US6370937B2 (en) | 2000-03-17 | 2002-04-16 | Microsensors, Inc. | Method of canceling quadrature error in an angular rate sensor |
US6619121B1 (en) | 2001-07-25 | 2003-09-16 | Northrop Grumman Corporation | Phase insensitive quadrature nulling method and apparatus for coriolis angular rate sensors |
US6651500B2 (en) | 2001-10-03 | 2003-11-25 | Litton Systems, Inc. | Micromachined silicon tuned counterbalanced accelerometer-gyro with quadrature nulling |
DE10248735B4 (de) | 2002-10-18 | 2004-10-28 | Litef Gmbh | Verfahren zur elektronischen Abstimmung der Ausleseschwingungsfrequenz eines Corioliskreisels |
DE10248733B4 (de) | 2002-10-18 | 2004-10-28 | Litef Gmbh | Verfahren zur elektronischen Abstimmung der Ausleseschwingungsfrequenz eines Corioliskreisels |
DE10248734B4 (de) | 2002-10-18 | 2004-10-28 | Litef Gmbh | Verfahren zur elektronischen Abstimmung der Ausleseschwingungsfrequenz eines Corioliskreisels |
US6966224B2 (en) * | 2003-03-06 | 2005-11-22 | Bei Technologies, Inc. | Micromachined vibratory gyroscope with electrostatic coupling |
DE10320675B4 (de) | 2003-05-08 | 2006-03-16 | Litef Gmbh | Betriebsverfahren für einen Corioliskreisel und dafür geeignete Auswerte-/Regelelektronik |
US6939473B2 (en) * | 2003-10-20 | 2005-09-06 | Invensense Inc. | Method of making an X-Y axis dual-mass tuning fork gyroscope with vertically integrated electronics and wafer-scale hermetic packaging |
US20050268716A1 (en) * | 2004-06-08 | 2005-12-08 | Honeywell International Inc. | Built in test for mems vibratory type inertial sensors |
DE102005003630A1 (de) * | 2005-01-26 | 2006-07-27 | Robert Bosch Gmbh | Delta-Sigma-Modulator |
DE102006043412A1 (de) * | 2006-09-15 | 2008-03-27 | Litef Gmbh | Mikroelektromechanischer Sensor sowie Betriebsverfahren für einen mikroelektromechanischen Sensor |
US8661898B2 (en) | 2008-10-14 | 2014-03-04 | Watson Industries, Inc. | Vibrating structural gyroscope with quadrature control |
US8151641B2 (en) * | 2009-05-21 | 2012-04-10 | Analog Devices, Inc. | Mode-matching apparatus and method for micromachined inertial sensors |
US9535084B2 (en) | 2010-03-17 | 2017-01-03 | Continental Teves Ag & Co. Ohg | Method for the decoupled control of the quadrature and the resonance frequency of a micro-mechanical rotation rate sensor by means of sigma-delta-modulation |
EP2547984B1 (de) | 2010-03-17 | 2014-05-07 | Continental Teves AG & Co. oHG | Verfahren zur entkoppelten regelung der quadratur und der resonanzfrequenz eines mikromechanischen gyroskops |
-
2011
- 2011-03-17 US US13/634,585 patent/US9535084B2/en active Active
- 2011-03-17 DE DE102011005745A patent/DE102011005745A1/de not_active Withdrawn
- 2011-03-17 EP EP11710454.7A patent/EP2547985B1/de active Active
- 2011-03-17 CN CN201180024166.1A patent/CN102893127B/zh active Active
- 2011-03-17 KR KR1020127027137A patent/KR101803990B1/ko active IP Right Grant
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Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1898528A (zh) * | 2003-12-23 | 2007-01-17 | 利特夫有限责任公司 | 补偿科式陀螺正交偏差的方法和实现该方法的科式陀螺 |
CN101519359A (zh) * | 2009-04-16 | 2009-09-02 | 李汉毅 | 一种聚酰亚胺水解回收方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2011113917A1 (de) | 2011-09-22 |
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CN102893127A (zh) | 2013-01-23 |
EP2547985A1 (de) | 2013-01-23 |
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KR101803990B1 (ko) | 2017-12-01 |
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