CN102870323A - 用于产生振荡的振荡器电路和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种振荡器电路（100），其包括用于产生经削波的信号（121）的削波元件（101），以及用于对所述经削波的信号（121）进行放大和滤波以获得经滤波的信号（123）的第一放大级（103），其中所述削波元件（101）经配置以在所述经滤波的信号的基础上产生所述经削波的信号（121）。

Description

用于产生振荡的振荡器电路和方法
技术领域
本发明涉及用于产生振荡的振荡器电路和方法。
背景技术
在LC-振荡器中，相对于以下各项选择贮槽无源元件：操作频率、可用功率预算以及由金属化技术和晶体管表现提供的特征。振荡器中的相位噪声起因于在振荡器无源元件以及用于维持振荡的有源装置中产生的噪声。
由所述振荡器无源元件中存在的寄生电阻产生的热噪声因贮槽的频率响应而成形。为了将此噪声最小化，可提高滤波器的选择性。这与行之有效的最大化贮槽Q以改善相位噪声的观念相符。此主张在李森方程（Leeson's equation）中得到了量化，其中相位噪声功率被理解为以贮槽质量因数的平方减少。当在千兆赫频谱的较低端操作时，贮槽Q是由电感器的质量因数支配的。
由于金属迹线的有限导电性，遭遇到串联电阻；而衬底的损耗愈加使电感器Q随频率降级。为了减少单片电感器中的串联电阻，人们可以增加金属迹线的厚度以及宽度两者。虽然互连厚度是由正在使用的技术提供的固定特征，但是增加金属迹线的宽度针对自感以及自激振荡的频率而折中了质量因数。使用低级金属来用电学屏蔽无源元件与衬底已经显示会减少质量因数降级。已使用浮动的鱼骨形结构来屏蔽八边形布置的交错变换器。在衬底中以磁性方式感应的涡电流损耗持续存在。针对给定技术中的目标振荡频率以及固定的功率预算，可通过恰当地对迹线宽度、自感以及带宽进行折中来优化贮槽。较厚金属的可用性可以提供较大的Q。
按照惯例，交叉耦合的负性振荡器，即-gm振荡器，通常形成低噪声、高性能的振荡器设计的基础。此外，还可使用尾电流成形、在C级模式下的操作以及较高阶振荡器。然而，已知的振荡器可能因噪声作用可以转换成相位噪声的事实而受损害。这可能会限制能实现的最低相位噪声。
发明内容
本发明的目标是提供关于低相位噪声振荡器的概念。
此目标是通过独立权利要求的特征实现的。另外的实施方案形式从附属权利要求、实施方式以及图式中是显而易见。
本发明是基于以下发现：为了最小化相位噪声，可把影响噪声到相位噪声转换的机制而非仅仅噪声本身作为目标。噪声到相位噪声转换的减少是通过调节脉冲敏感度函数（ISF）获得的。
相对于ISF，相位噪声的线性时变（LTV）模型界定所述ISF，其将振荡波形的敏感度量化成在一个周期内的不同时间点处噪声源的干扰。ISF是无量纲函数，并且与输出波形有关。其提供对电路噪声向相位噪声的转换的必要了解。
针对在波形的一个时间周期内的不同时间点处的输入噪声脉冲，振荡器的ISF界定了输出相位的步长变化。当装置接近压缩时，由于正反馈回路的恢复性质，现存的相位对在振荡波形的波峰处注入的噪声不敏感。在波峰处注入的噪声引起振幅调制而不是相位调制，并且有源回路的恢复性质阻止此改变。在零交叉期间，注入振荡器中的任何噪声直接干扰相位。换句话说，噪声到相位噪声转换在零交叉时最大，并且当装置接近压缩时最小。
ISF是通过在指定间隔向振荡器贮槽中冗长地添加噪声脉冲并且研究相位改变而获得的；或者是通过输出波形的时间导数紧密近似的。在波形的斜率是零的情况下，注入振荡器中的噪声不干扰波形相位。如图9所示，在时间跨度Tc内在节点‘x’处经削波的波引起噪声在此时间窗中被抑制。在对应的ISF曲线中，ISF在此跨度期间等于零。这再次重复以下事实：只要恢复了信号功率和谐波完整性，所设计的振荡器便受益于削波。
ISF将振荡波形的敏感度量化成在一个周期内的不同时间点处噪声源的干扰。由于有源装置的压缩性质，现存的相位对在振荡波形的波峰处注入的噪声不敏感。在波峰处注入的噪声意味着振幅调制而不是相位调制，并且有源回路的恢复性质阻止此改变。在零交叉期间，注入振荡器中的任何噪声直接干扰相位。换句话说，噪声到相位噪声转换在零交叉时最大并且当装置接近压缩时最小。
用于能量恢复的有源装置同样有助于整体电路噪声。即使在基于负性（-gm）原理或正反馈的振荡器中，有源装置也添加相当大量的噪声。李森的相位噪声模型通过噪声因数F的定义而并入了此噪声贡献。当在电流受限模式的边缘操作时，交叉耦合的负性-gm振荡器提供最佳的相位噪声性能，在所述电流受限模式中电路获得针对给定偏置电流的最大输出摆幅。在电流受限的区中，人们可灵活使用电感器以及偏置电流作为用来增加振荡振幅的个别变量。可以观测到输出振幅随着偏置电流的增加，直到所述振幅最终受到电源电压限制并且开始削波。此处，振荡器从电流受限的操作向电压受限的操作转变。随着偏置电流的进一步增加，输出噪声功率增加而信号功率不增加。这转化成F的降级。
如果振荡波形将展示跨越半个时间周期的波峰，那么转换成相位噪声的电路噪声的量将显著减少。在通过零交叉从波峰到波谷（反之亦然）的转变发生的小时间窗中注入的噪声将带来仅有的相位噪声贡献。设计多种振荡器电路的实施方案形式来以此原理运行，并且当与基于负性（-gm）的振荡器相比时，提供实质上较低的相位噪声。在先前讨论的电压受限模式中操作振荡器电路提供了削波，且因而提供经削波的区中的噪声不敏感性。振荡器电路的实施方案形式被设计为能够保存此优点，而不会使在负性-gm振荡器中看到的噪声因数降级。
为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：
Q、Q因数：质量因数。所述Q因数是用于表征振荡器的普遍量度。其被界定为存储在电路中的峰值能量除以所述电路在振荡的每个循环中消耗的平均能量。因此，低Q电路是阻尼且有损耗的，并且高Q电路是欠阻尼的。Q与带宽相关；低Q电路是宽频带且高Q电路是窄频带。实际上，Q碰巧大致是分数带宽的倒数：Q=1/Fb=ω0/Δω。Q因数与选择性成正比，因为Q因数以倒数方式取决于带宽。
贮槽Q：振荡器的质量因数。振荡器中的能量在电容器与电感器之间来回振荡，直到内部电阻使振荡逐渐消失。其动作类似于水在贮槽中来回晃动。为此，振荡器电路也被称为贮槽电路，并且振荡器的质量因数被称为贮槽Q。
李森方程：
Figure BDA00002039411200031
其中Q1是电路的有负载Q，fm是来自载波的频率，fc是闪烁噪声转角频率，fo是载波（振荡器）频率，T是开尔文温度，Pavs是穿过振荡器的功率，F是有源装置的噪声因数，且k是玻尔兹曼常数。
ISF：脉冲敏感度函数
-gm振荡器：负电导振荡器。例如，通过隧道二极管可实施负电导。在隧道二极管中，p层和n层中的掺杂剂浓度增加到了一个点，在该点反向击穿电压变为零且二极管以反向传导。然而，当正向偏置时，出现奇怪的作用，叫做“量子机械隧穿”，其产生一个区，其中正向电压的增加伴随有正向电流的减小。此负电阻区可在负电导振荡器中开发。
LTV模型：线性时变模型
FOM：优值。优值是用于表征装置、***或方法相对于其替代物的性能的量。在工程中，通常为特定材料或者装置界定优值，以便确定其对于一个应用的相对效用。可为振荡器计算FOM，例如根据以下公式：
FOM(dBF)=20log(Delta_f/freq)-PN-10log(power),
其中“freq”指代振荡频率，“Delta_f”指代从平均或预期振荡频率的偏移频率，“PN”指代相位噪声并且“power”指代振荡功率。
根据第一方面，本发明涉及一种振荡器电路，其包括用于产生经削波的信号的削波元件，以及用于对所述经削波的信号进行放大和滤波以获得经滤波的信号的第一放大级，所述经滤波的信号包括振荡，其中所述削波元件经配置以在所述经滤波的信号的基础上产生所述经削波的信号。所述振荡器电路可将所述经滤波的信号输出为振荡器信号。此外，在削波之前可另外将所述经滤波的信号放大。
根据第一方面的振荡器电路可在给定功率约束内具有低相位噪声，支持装置和电源噪声减少，并且具有不受电源电压限制的高输出摆幅。虽然所述振荡器电路是为高功率基站应用定制的，但所述概念很容易适用于既定用于手持机应用的超低功率振荡器。
在根据第一方面的振荡器电路的第一可能实施方案形式中，第一放大级包括用于放大所述经削波的信号的放大器，特定来说是无源放大器，以及用于对所述放大的经削波的信号进行滤波以获得经滤波的信号的滤波器。
在如此根据第一方面或根据第一方面的第一实施方案形式的振荡器电路的第二可能实施方案形式中，第一放大级或者第二放大级经配置以引入180°相移。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第三可能实施方案形式中，第一放大级经配置以用于抑制所述经削波的信号中除了基音之外（例如，更高）的频率音调。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第四可能实施方案形式中，提供升压变换器，其具有初级绕组以及次级绕组，其中所述削波元件的输出端耦合到所述初级绕组，并且其中滤波器，特定来说是电容器，耦合到所述次级绕组。所述升压变换器可以形成阻抗变换器。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第五可能实施方案形式中，第一放大级包括用于放大所述经削波的信号的升压变换器，特定来说是阻抗变换器，以及耦合到第一升压变换器的次级绕组以用于对放大的经削波的信号进行滤波以获得经滤波的信号的滤波器，并且第二放大级包括升压变换器，且所述第一放大级的所述升压变换器的次级绕组耦合到所述第二放大级的所述升压变换器的初级绕组。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第六可能实施方案形式中，所述振荡器电路进一步包括第二放大级，其用于放大所述经滤波的信号以获得放大的经滤波的信号作为所述经滤波的信号。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第七可能实施方案形式中，所述第二放大级的输出端耦合到所述削波元件的输入端。
在根据第一方面的前述第六或者第七实施方案形式中的一者的振荡器电路的第八可能实施方案形式中，所述削波元件包括至少一个用于削波的晶体管，特定来说是MOS晶体管，并且所述第二放大级的输出端耦合到所述晶体管的栅极端子。
在根据第一方面的前述第六或者第八实施方案形式中的一者的振荡器电路的第九可能实施方案形式中，所述削波元件包括放大器。
在根据第九实施方案形式的振荡器电路的第十可能实施方案形式中，所述削波元件包括布置在所述放大器的下游的削波二极管。
在根据第九或者第十实施方案形式的振荡器电路的第十一可能实施方案形式中，所述放大器经配置以引入180°的相移。
在根据第一方面的前述第六到第十一实施方案形式中的一者的振荡器电路的第十二可能实施方案形式中，所述第二放大级包括无源或者有源放大器。
在根据第一方面的前述第六到第十二实施方案形式中的一者的振荡器电路的第十三可能实施方案形式中，所述第二放大级包括升压变换器，并且所述升压变换器的次级绕组耦合到所述削波元件。
在根据第一方面的前述第六到第十三实施方案形式中的一者的振荡器电路的第十四可能实施方案形式中，至少一个可切换的频率调谐电路耦合到所述第二放大级的输入端。
在根据第一方面的前述第六到第十四实施方案形式中的一者的振荡器电路的第十五可能实施方案形式中，提供至少一个用于削波的晶体管，特定来说是MOS晶体管，其中所述第二放大级的输出端耦合到所述晶体管的栅极端子。
在根据第一方面的前述第六到第十五实施方案形式中的一者的振荡器电路的第十六可能实施方案形式中，至少一个可切换的频率调谐电路耦合到所述第二放大级的输入端。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第十七可能实施方案形式中，所述振荡器电路包括用于产生又一经削波的信号的又一削波元件；其中所述第一放大级经配置以对所述又一经削波的信号进行放大和滤波以获得又一经滤波的信号；并且其中所述又一削波元件经配置以在所述又一经滤波的信号的基础上产生所述又一经削波的信号。所述又一经滤波的信号可输出作为又一经滤波的信号。
在根据第一方面的第十七实施方案形式的振荡器电路的第十八可能实施方案形式中，所述振荡器电路进一步包括第二放大级，其用于放大所述又一经滤波的信号以获得又一放大的经滤波的信号作为所述又一经滤波的信号。
在根据第一方面的第十八实施方案形式的振荡器电路的第十九可能实施方案形式中，至少一个可切换的频率调谐电路耦合到所述第二放大级的输入端。
在如此根据第一方面或根据第一方面的任一前述实施方案形式的振荡器电路的第二十可能实施方案形式中，所述削波元件（101）的控制输入端耦合到减感电容器。
根据第二方面，本发明涉及用于产生振荡的方法，所述方法包括产生经削波的信号，对所述经削波的信号进行放大和滤波以获得经滤波的信号，所述经滤波的信号包括振荡；其中所述经削波的信号是在所述经滤波的信号的基础上产生。
在根据第二方面的所述方法的可能实施方案形式中，所述方法进一步包括放大所述经滤波的信号。
附图说明
将相对于以下图式描述本发明的更多实施例，其中：
图1a、1b所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的方框图；
图2所示为根据一个实施方案形式的用于产生经滤波的信号的方法的示意图；
图3所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的方框图；
图4所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的方框图；
图5所示为根据一个实施方案形式的削波信号的波形图；
图6所示为根据一个实施方案形式的削波信号的波形图；
图7所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的方框图；
图8所示为在根据一个实施方案形式的振荡器电路中的不同节点处测量的信号的波形图；
图9所示为根据一个实施方案形式的削波信号以及相关联的脉冲敏感度函数的波形图；
图10所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的方框图；
图11所示为包括根据一个实施方案形式的振荡器电路的集成电路的方框图；
图12所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的方框图；
图13a所示为用于根据一个实施方案形式的振荡器电路中的数字开关的方框图；
图13b所示为用于根据一个实施方案形式的振荡器电路中的数字开关的方框图；
图14所示为在包括根据一个实施方案形式的振荡器电路的集成电路中使用的动态分频器的方框图；
图15所示为在包括根据一个实施方案形式的振荡器电路的集成电路中使用的输出缓冲器的方框图；
图16所示为在根据一个实施方案形式的振荡器电路的最大电流消耗时的相位噪声测量；
图17所示为在根据一个实施方案形式的振荡器电路的最小电流消耗时的相位噪声测量；
图18所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路在低电流消耗（16mA）和高电流消耗（21mA）时的相位噪声测量；
图19所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的两个不同样本的相位噪声测量；
图20所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的相位噪声测量与功率消耗的关系曲线；
图21所示为描绘参考振荡器和根据一个实施方案形式的振荡器电路的优值的曲线图；
图22所示为在频率调谐范围的高端处根据一个实施方案形式的振荡器电路的输出信号的频谱图；
图23所示为在频率调谐范围的低端处根据一个实施方案形式的振荡器电路的输出信号的频谱图；
图24所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的频率随着数字调谐位的变化的曲线图；
图25所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的频率随着模拟和数字电源电压的变化的曲线图；
图26所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的相位噪声随着温度的变化的曲线图；
图27所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的取决于频率偏移的相位噪声目标的曲线图。
具体实施方式
图1a和1b所示为振荡器电路100的方框图，所述振荡器电路100包括根据一种实施方案形式的振荡。所述振荡器电路100包括用于产生经削波的信号121的削波元件101，用于对所述经削波的信号121进行放大和滤波以获得经滤波的信号123的第一放大级103，以及任选地，第二放大级105，其用于放大所述经滤波的信号123以放大所述经滤波的信号123，从而获得放大的经滤波的信号125。所述削波元件101在经滤波的信号125的基础上产生经削波的信号121。
削波元件101的输出端连接到第一放大级103的输入端。第一放大级103的输出端连接到第二放大级105的输入端。第二放大级105的输出端连接到削波元件101的输入端，其中所述第二放大级105的输出端是所述振荡器电路100的输出端。应注意，振荡器电路100的所述输出端没必要必须是信号Vsin或者125。在另一实施方案形式中，其可以是在对所述经削波的信号121的充分滤波之后放大/滤波块103/105的内部信号。
根据一个实施方案形式，削波元件101包括形成放大器的-gm级107和串联连接的削波级109。
根据另一实施方案形式，对于放大器功能性，所述削波操作可以是暗示或者显明的。此外，可以使用显式二极管。所述削波操作可以如图1所示为单向的，或者是双向的。根据一个实施方案形式，所述第一放大级103包括放大器和滤波器。所述经削波的信号121、经滤波的信号123以及经滤波的信号125包括两个极性：+Vsin和-Vsin。
图2所示为根据一个实施方案形式的用于产生经滤波的信号的方法的示意图。所述方法200包括：201——产生经削波的信号；203——对所述经削波的信号进行放大和滤波以获得经滤波的信号；以及205放大所述经滤波的信号以获得经滤波的信号；其中所述经削波的信号是在所述经滤波的信号的基础上产生。应注意，在一些实施方案形式中所述203和205步骤可以颠倒，并且甚至可以绕过步骤205。
图3所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路300的方框图。所述振荡器电路300对应于图1中描绘的振荡器电路100。削波元件101包括形成放大器的-gm级107，和隐式削波级109。削波元件101可以通过以下可能的削波/箝位/电压摆幅限制模式中的一者实现：
1）由于用PMOS装置实际实施-gm级107带来的固有削波提供如（i）将提供的削波。
2）由于用NMOS装置实际实施-gm级107带来的固有削波提供如（ii）将提供的削波。
3）由于用NMOS及/或PMOS装置实际实施-gm级107带来的固有削波提供如（iii）将提供的削波。
针对根据（i）的实施方案，在图5中示意性地表示削波信号121的波形。针对根据（ii）的实施方案，削减了图5中描绘的波形的第二半而不是第一半。针对根据（iii）的实施方案，在图6中示意性地表示削波信号121的波形。
图4所示为根据图1a和1b中所示的振荡器电路100的实施方案形式的振荡器电路400的方框图。所述振荡器电路400包括用于产生经削波信号121的削波元件101；用于对所述经削波信号121进行放大和滤波以获得经滤波的信号123的第一放大级401；以及用于放大所述经滤波的信号123以获得经滤波的信号125的第二放大级411。削波元件101在经滤波的信号125的基础上产生经削波信号121。
削波元件101的输出端连接到第一放大级401的输入端。第一放大级401的输出端连接到第二放大级411的输入端。第二放大级411的输出端连接到削波元件101的输入端，其中所述第二放大级411的输出端是振荡器电路400的输出端。
削波元件101包括形成放大器的-gm级107，以及削波级109。削波级109是通过根据如相对于图3中描述的实施方案（i）所描述的PMOS装置的二极管来实现。第一放大级401包括并联连接到接地417的寄生电阻403、电容405、电感407以及寄生噪声源409，并且提供第一经放大信号421，其为对第二放大级411的输入。第二放大级411包括并联连接到接地417的寄生噪声源415和放大器网络A（s）413，并且提供经滤波的信号125。经削波的信号121、经滤波的信号123以及经滤波的信号125包括两个极性，其中负极性连接到接地417。
调谐振荡器中出现相位噪声主要是因为来自有源装置和振荡器无源元件的噪声。这要求最大贮槽-Q以及功率消耗与相位噪声之间的折中。所述振荡器电路执行电压波形操纵，作为减少相位噪声的手段。当与以同一模为原型的参考交叉耦合振荡器相比时，可以在1MHz偏移处观察到优值（FOM）的9dB改进。
图5所示为根据一个实施方案形式的削波信号的波形图。
在下文中，通过参看图5解释根据若干实施方案形式的振荡电路的原理。随着驱动PMOS栅极的信号的振幅增加，装置受到驱动进入强反转，伴随有|VDS|的下降。两个同时的事件加快了装置从饱和状态向三极管操作区的转变。当在所述三极管区中操作时，对沟道电荷的栅极控制减少，并且看到输出电流随着|VDS|线性地变化。输出端正是在此结点处开始削波。横向电场随着|VDS|而下降，因而限制沟道导电性。输出端最终在最小|VDS|处削波，所述最小|VDS|是VDD以下的最大电压，在所述最大电压以下沟道电流不增加。
经削波的波形类似于方形波，展示奇次谐波下的功率增加。可以解释，栅极驱动信号的增加引起装置在基波下失去增益，并且此增益被分布到谐波。第三谐波的增强对输出波形具有主要作用，因为其被LC-贮槽的频率响应衰减最少。因此，虽然振幅减少了，但是噪声不敏感性的时间跨越被伸展，其可涉及振幅在波峰周围的平坦化。这在图5中指定为TC。可以看到，所获得的噪声不敏感性从一单个时间点向一个相当大的时间窗TC显著增加。其次，围绕零交叉点的斜率变得陡峭，因而使得围绕最大敏感度点的噪声向相位噪声转换的可用时间窗最小化。这在图5中指定为TR。TR的值可以解释为上升或者下降时间，并且可以通过增加驱动输入端的电压信号的振幅来减少。
根据实施方案形式，根据实施方案形式的振荡器电路受益于此优点，因为能实现的信号摆幅不受所述振荡器电路借以操作的电源电压的限制。
在周期的第二半期间，当仅用PMOS晶体管完成电路实施方案时，振荡器自由摆动直到-Vdd的理论上的最小电压。在交叉耦合振荡器中，已显示，增加晶体管的偏置电流超出其饱和点导致噪声因数F的降级。这可以部分归因于MOS装置受到大电压摆幅驱动时穿过不同操作区的转变的影响；并且可以部分归因于栅极是由在输出端所见的同一波形驱动的事实，所述波形是经削波的且因此谐波含量丰富。
根据LTV相位噪声模型，电路噪声向相位噪声转换是在零交叉时最大且在振荡波形的峰值时最小。图4中所示的振荡器电路产出具有峰值的经削波的波形，所述峰值横跨图5中指定为Tc的相当大的时间窗。如可以同样从脉冲敏感度函数（ISF）推断的，在此时间跨度中注入的噪声不干扰波形相位且因此不贡献于相位噪声。其次，围绕零交叉的斜率变得陡峭，因而将围绕最大敏感度点的噪声向相位噪声转换可用的时间窗最小化。图5中指定为TR的滚降时间可通过增加驱动输入端的电压信号的振幅而减少。
虽然经削波的波形具有合乎需要的脉冲敏感度函数（ISF），但是基音下的功率下降并且被分布到谐波。因此，如可从图3看到的，根据实施方案形式的振荡器电路***了反馈网络，其能够滤出基音并且将其逐步提升来增加用于gm级的输入端驱动。大的输入端驱动确保了来自有源gm级的较小TR和较高SNR，这改善了相位噪声。
实际上，在TR等于0的理论情形中，可以主张来自有源装置的整个噪声贡献并不影响振荡器相位噪声。虽然贮槽Q和装置噪声主要依赖于技术，但经箝位的波形的ISF则不然。
图6所示为根据一个实施方案形式的削波信号的波形图。
在一个实施方案形式中，仅用PMOS晶体管实施振荡器电路。如所解释的，这仅在具有振荡循环期间导致波形削波。在替代的实施方案形式中，设计描述互补振荡器的振荡器电路，其中可以在电源轨—Vdd和接地两者上对波形进行削波。当根据实施方案（iii）设计削波元件101时，在图3中表示这种实施方案形式。在所述电路既定用于超低功率应用时，这可能证明是更加有用的解决方案，因为在振荡器输出端的最大电压摆幅将限于Vdd。图6所示为经双倍削波的波形的说明。此处，噪声贡献可在所述周期性波形的两个半周期中得到抑制。
图7所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路700的方框图。
所述振荡器电路700包括用于产生经削波的信号X的削波元件701；用于对所述经削波的信号X进行放大和滤波以获得经滤波的信号Y的第一放大级703；以及用于放大所述经滤波的信号Y以获得经滤波的信号Z的第二放大级705。削波元件701在经滤波的信号Z的基础上产生经削波的信号X。
隐式削波元件701的输出端连接到第一放大级703的输入端。第一放大级703的输出端连接到第二放大级705的输入端。第二放大级705的输出端连接到削波元件701的输入端，其中所述第二放大级705的输出端是振荡器电路700的输出端。
削波元件701包括形成放大器的-gm级707，以及串联连接的削波级709。第一放大级703包括用于变换所述经削波的信号X以获得所述经滤波的信号Y的变换器704（TX1）。第二放大级705包括用于变换所述经滤波的信号Y以获得所述经滤波的信号Z的变换器706。所述经削波的信号X、经滤波的信号Y以及经滤波的信号Z包括通过以下各项描绘的两个极性：（X，X'）、（Y，Y'）和（Z，Z'）。
图8所示为在根据一个实施方案形式的振荡器电路中的不同节点处测量的信号的波形图。第一波形x对应于如相对于图7所描述的经削波的信号X，第二波形y对应于如相对于图7所描述的经滤波的信号Y，并且第三波形z对应于如相对于图7所描述的经滤波的信号Z。
图9所示为根据一个实施方案形式的削波信号以及相关联的脉冲敏感度函数的波形图。削波信号Vx（V）对应于在如相对于图7所描述的节点X处测量的信号x。ISF在削波区TC内是零，并且在削波区外不等于零。
图10所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路1000的方框图。
所述振荡器电路是对称设计的，并且包括由晶体管形成的削波元件1001和1003。所述削波元件1001和1003的输出端耦合到形成第一放大级的第一升压变换器（Tx1）1005的初级绕组。可变的电容器CTN并联于第一升压变换器1005的初级绕组而布置。第一升压变换器1005具有次级绕组，形成滤波器的电容器CF1和CF2与其连接。第一升压变换器1005的所述次级绕组的输出端连接到第二升压变换器1007的初级绕组的输入端，所述第二升压变换器1007形成第二放大级。可变的电容器CTN并联于所述初级绕组而连接。所述第二升压变换器的次级绕组连接到削波元件1001、1003的控制输入端，例如连接到形成削波元件1001、1003的晶体管的栅极输入端。削波元件1001、1003的控制输入端可分别连接到电容器CF1。
在所述振荡器电路1000中，基音如图10所示在第一升压变换器1005的初级绕组中恢复，其中谐波电流在并联电容器CF2中流向接地。晶体管的栅极由经滤波的波形的经升压的版本驱动。这用于处理所述第二方面，所述第二方面是关于在有源装置本身中的噪声减少。较大的栅极驱动确保了MOS晶体管的输出电流波形中的较大SNR，这又得到更好的相位噪声。
第一升压变换器1005充当阻抗变换器，并且由于在输出端口处所见的MOS装置的有限输出阻抗和重叠电容所带来的载荷被衰减n的平方倍。此处n=2；与较大数目相比，所述选择部分地是由用匝数比2来对交错变换器进行模型化的简易性和准确性推动的。这种阻抗衰减可用于获得微调步骤，因为添加任何电容到第一升压变换器1005的初级线圈都将在输出端口处被看作减少n的平方倍。具体而言，高级CMOS光刻可用高分辨率容易地传递的最精细的电容步长是大约40aF，其对应于2GHz RF输出频率下的大约12kHz。可通过变换器匝数比实现按比例缩小，但是可以使用其它阻抗变换方法。
所述振荡器电路1000根据一个实施方案形式在以下基础上改善相位噪声：通过使有源装置经受大的驱动信号来增加噪声不敏感性的时间跨度，这迫使装置进行压缩且因此迫使输出端削波。此外，在所述变换器的次级绕组中对所述经削波的波形进行滤波，以便恢复驱动栅极的正弦信号。驱动有源装置的栅极端子的信号的摆幅不受Vdd限制。所述信号摆幅可以超过常规交叉耦合的负性（-gm）振荡器的2*Vdd限制。输出信号的“上升时间”随着输入电压振幅的增加而减小。这同样减少噪声向相位噪声的转换。
移除尾电流源消除了其噪声，但是由于电源变化所带来的频率推移增加了。减感电容器CF1缓和了寄生电容的偏置依赖性，其引起振荡频率的变化。这也缓和了对偏置电压VB的频率依赖性。所测量的频率推移小于16MHz，这是到目前为止的最佳报告。电容CF1对输出摆幅的降低作用是用功率消耗来补偿。
可通过电容性分接头（CX，CY）获得输出，以便最小化来自缓冲器的载荷，所述缓冲器将所述振荡器介接到动态分频器。跨越Tx2的初级线圈的四个切换MOM电容器（B0-B3）提供粗略的频率调谐。控制位b0-b1精细调谐在Tx1的次级线圈处所看到的阻抗。由于由变换器Tx1引起的n平方倍（此处n=2）的阻抗衰减，所述控制位对操作频率的影响得到了精细调谐。类似地，并联于CF1的任何电容都将在输出端处似乎被放大n平方倍，并且可以用于最小区域的粗略调谐。
图10中展示所述振荡器，以及用CTN、CF1和CT2控制的三个调谐端口。如早先讨论的，CT2提供精细调谐而CTN提供正常的粗略调谐。当CF1变化时，在输出端观察到电容放大。这提供额外程度的粗略调谐，其允许我们最大化频率动态范围，同时最小化电容动态范围。所述电容放大的另一益处是具有较低串联电阻（即，较高Q）的较小电容（即，较小几何形状）使相位噪声降级较少。
图11所示为根据一个实施方案形式的集成电路1100的一部分的方框图，所述集成电路1100包括振荡器电路1101。所述集成电路可以是RF收发器或者可以是用于蜂窝式手持机或基站的RF-SoC（芯片上***）。紧跟振荡器电路1101之后的是动态分频器1103，其产生正交输出。实施功率匹配的缓冲器1105和1107来驱动50欧姆测量环境。
图12所示为振荡器电路1200的方框图，其形成图10中所示的振荡器电路1000的一个实施方案形式。
根据一个实施方案形式，跨越同样可形成输出端口的第二升压变换器1007的初级绕组使用频率调谐电路（B0-B3），以便在除以4之后准确地定位GSM频带。所述调谐电路是通过切换至少两个串联的电容器（即，差动）的开关来实施。
根据一个实施方案形式，可使用另外的频率调谐电路（b0-b1）来验证呈较小调谐步长形式的阻抗衰减。所述调谐电路是通过切换至少两个串联的电容器的开关来实施。输出穿过来自振荡器的电容性分接头CX、CY，以便最小化贮槽的载荷。分路反馈接口缓冲器A1、A2将输出端共模设定为Vdd/2，其确保动态分频器的对称驱动，同时也对信号进行放大。偏置控制是通过VB获得的。此节点对低频噪声敏感，所述低频噪声受到增频转换变成围绕RF载波的相位噪声。根据一个实施方案形式，所述偏置电压是在芯片上局部地产生。
针对电路设计，PMOS装置已经比NMOS装置更佳，因为其针对相同的偏置电流显示较低的1/f噪声。
根据一个实施方案形式，可跨越同样是输出端口的Tx2的初级绕组使用四个调谐位（B0-B3），以便在除以例如4之后准确地定位GSM频带。辅助调谐（b0-b1）可用于验证呈较小调谐步长形式的阻抗衰减。输出穿过来自谐振器的电容性分接头（CX、CY），以便最小化贮槽的载荷。分路反馈接口缓冲器（A1、A2）将输出端共模设定为Vdd/2，其确保动态分频器的对称驱动，同时也对信号进行放大。偏置控制是通过VB获得的。此节点对低频噪声敏感，所述低频噪声受到增频转换变成围绕RF载波的相位噪声。当为此节点设计去耦网络时需要慎重，并且应使用最清洁的可用电源。从产品的角度，偏置电压理想地应在芯片本身上局部地产生。
如在先前部分中所解释的，此拓扑的优点是可以获得的高摆幅，其不限于2*Vdd。在栅极处的大信号驱动确保了较大的峰值信号电流和更快的上升时间，这改善了相位噪声。2.5V装置已经用于电路中，因为其具有较高的崩溃极限并且可以承受高电压摆幅。从1.2V电源操作的情况下，2.5V装置的高Vth（约550mV）导致针对给定偏置电流的较低gm。相反地，这加速了我们所希望的削波处理，其增加了噪声不敏感性的时间窗。所述两个升压变换器的关于振幅放大和滤波的作用在此处得到再次重复，因为装置噪声贡献取决于驱动栅极的振幅信号或者输入振幅，并且不取决于在漏极处所见的振幅或者输出振幅。
根据一个实施方案形式，升压变换器Tx1 1005和Tx2 1007具有匝数比2。由于厚金属的不可用性，已经通过堆叠顶部3个金属层来对所述升压变换器Tx1和Tx2进行设计。顶部两层铜金属是0.9um厚，而铝层的厚度是1.4um。
图13a和13b所示为在根据一个实施方案形式的振荡器电路中使用的数字开关1301、1303的方框图。
差动切换提供改善电容器Q的好处，因为单个开关仅呈现与电容器串联的单个接通电阻。使用单个开关还可被视为频率能力的提高，因为寄生电容减少了。
在图13a所示的开关1301中，Ms是中央切换元件，而Md1和Md2是具有大栅极长度和短栅极宽度的装置，其在所述开关接通时设定了在Ms的浮动源极和漏极端子处的DC电压。在断开状态，所述端子保持浮动。通过寄生二极管的泄漏电流可将漏极和源极节点电压设定为0伏。
在图13b所示的开关1303中，当所述开关接通（或者断开）时，电阻器下拉（或者上拉）所述源极和漏极节点。反相器不消耗任何静态功率，并且占用很小区域。连同所述电阻器，所述反相器确保了晶体管栅极-源极电压在断开状态期间是负的并且在接通状态时最大。断开状态期间的漏极偏置在此开关配置中设定为Vdd。由于反向偏置的漏极-主体结，这提供对电容的更好控制。并且也减少了通过漏极-主体结的信号泄漏。
图13b中所描述的开关1303的概念的替代实施方案形式是通过添加PMOS装置到图13a中的结构获得的，所述PMOS装置类似于Md1和Md2，其栅极也连接到Bin。在断开状态，所述PMOS装置上拉中央切换元件的源极和漏极节点。缺点是由PMOS装置引入的额外电容，并且当所述开关本身断开时，所述PMOS装置保持接通，从而导致信号泄漏。
相对于图13a和13b，差动切换提供了改善电容器Q的好处，因为单个开关仅呈现与电容器串联的单个接通电阻。使用单个开关还可被视为频率能力的提高，因为寄生电容减少了。
关于图13a，Ms是中央切换元件，而Md1和Md2是具有大栅极长度和短栅极宽度的装置，其在所述开关接通时设定Ms的浮动源极和漏极端子处的DC电压。在断开状态，所述端子保持浮动。通过寄生二极管的泄漏电流可能将漏极（和源极）节点电压设定为0伏。
在图13b所示的开关中，当所述开关接通（或者断开）时，电阻器下拉（或者上拉）所述源极和漏极节点。反相器不消耗任何静态功率，并且占用很小区域。连同所述电阻器，所述反相器确保了晶体管栅极-源极电压在断开状态期间是负的并且在接通状态时最大。断开状态期间的漏极偏置在此开关配置中设定为Vdd。由于反向偏置的汲极-主体结，这提供对电容的更好控制。并且也减少了导致信号削波的通过漏极-主体结的信号泄漏。
图14所示为根据一个实施方案形式的动态分频器1400的方框图，其具有在包括振荡器电路的集成电路中使用的反相器1401、1403、1405、1407。与静态分频器相比，动态分频器具有较低的带宽。动态分频器的优点是其较低的功率消耗和噪声底限。图14展示已经实施的动态分频器。
可以用一个振幅以差动方式驱动所述电路，所述振幅大到足以防止自激振荡。使用交叉耦合的反相器来确保其连接的相应节点中的相反极性。这些交叉耦合的反相器的增益可以经设计以用热噪声底限换取边缘对准能力。
图15所示为根据一个实施方案形式的在包括振荡器电路的集成电路中使用的输出缓冲器1500的方框图。
对于相位噪声测量，如图15所示，输出缓冲器1500由具有差动-单端变换器负载的差动对组成，用于驱动50Ω测量设备。偏置电压VBIAS可用于调整增益。所述变换器提供宽带宽上的阻抗匹配，并且可通过调节VVAR、针对S21折中带宽而调谐到操作频率。
图16所示为根据一个实施方案形式的在振荡器电路的最大电流消耗时的相位噪声测量。所示为在最大电流消耗（21mA）时的相位噪声测量的频谱分析器截屏。在除以2之后载波频率是3.95GHz。
从图16我们看到，1MHz偏移时的相位噪声是-131.7dBc/Hz并且3MHz偏移时的相位噪声是142.12dBc/Hz。在这些偏移频率处获得的对应优值是189.55dBc/Hz和190.5dBc/Hz。
图17所示为根据一个实施方案形式的在振荡器电路的最小电流消耗时的相位噪声测量。所示为在例如16mA的最小电流消耗时的相位噪声测量的频谱分析器截屏。在除以2之后载波频率是3.95GHz。
图18所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路在低电流消耗（16mA）和高电流消耗（21mA）时的相位噪声测量。针对低电流消耗的相位噪声高于针对高电流消耗的相位噪声。
图19所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的两个不同样本的相位噪声测量。如图19所描绘的，所述两个样本之间不存在显著差异。
图20所示为根据一个实施方案形式的振荡器电路的相位噪声测量与功率消耗的关系曲线。可以看到，所述电路的相位噪声随着电流消耗的增加而改善。
图21所示为描绘参考振荡器和根据一个实施方案形式的振荡器电路的优值的曲线图。
对于经制造以用做参考振荡器的负性（-gm）交叉耦合的振荡器，我们看到，其优值（FOM）在所述振荡器转变成电压受限模式时减少。随着所述装置压缩，对应于根据实施方案形式的振荡器电路的所设计的振荡器的FOM增加。此外，所设计的振荡器获得的相位噪声比所述参考振荡器少8dB。
图22所示为在频率调谐范围的高端处根据一个实施方案形式的振荡器电路的输出信号的频谱图。频率标记符定位在4GHz频率下的主频率峰处。
图23所示为在频率调谐范围的低端处根据一个实施方案形式的振荡器电路的输出信号的频谱图。频率标记符定位在3.65GHz频率下的主频率峰处。
所测量的调谐范围是从3.65到4.02GHz，这是9.65%。测试芯片的重点是获得所既定的概念的测得的确认。虽然可通过添加由例如图12中所描绘的调谐电路实现的更多调谐位来伸展调谐范围，但所述调谐范围不是目标规范。
图24所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的频率随着数字调谐位的变化的曲线图。取决于所述调谐位，可调节振荡频率。
图25所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的频率随着模拟和数字电源电压的变化的曲线图。取决于模拟和数字电源电压，可调节振荡频率。在图25中标绘所述振荡器的频率推移。单独的模拟和数字电源电压已经用于所述芯片中。使电源电压从1.1V到2V变化并且测量输出频率的改变。可以看到，输出频率的变化伴随数字电源的改变是4MHz，而伴随模拟电源电压的改变看到14MHz的变化。
图26所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的相位噪声随着温度的变化的曲线图。取决于温度，可获得不同的相位噪声级。温度越低，相位噪声越小。
图27所示为描绘根据一个实施方案形式的振荡器电路的取决于频率偏移的相位噪声目标的曲线图。
在表1中列举指定的相位噪声目标和根据一个实施方案形式获得的所测得的结果。
Figure BDA00002039411200171
表1：指定的相位噪声目标和测量结果
在表2中列举使用所述振荡电路的可能参数集的测量。
Figure BDA00002039411200172
表2：使用所述振荡电路的可能参数集的测量
本发明还支持包含计算机可执行代码或者计算机可执行指令的计算机程序产品，所述计算机可执行代码或者计算机可执行指令在执行时引起至少一个计算机执行本文中所描述的执行和计算步骤。
本发明还支持经配置以执行本文中所描述的执行和计算步骤的***。
根据上述教示，许多替代方式、修改和变型对于所属领域的技术人员而言将是显而易见的。当然，所属领域的技术人员容易认识到，除了本文中所描述的那些应用之外，存在许多本发明的应用。虽然已参考一个或一个以上特定实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员认识到，在不脱离本发明的范围的情况下可对其作出许多改变。因此，应理解，在所附权利要求书及其等效物的范围内，可以不同于如本文中所具体描述的方式来实践本发明。

Claims (23)

1.一种振荡器电路（100），其包括：
削波元件（101），用于产生经削波的信号（121）；以及
第一放大级（103），用于对所述经削波的信号（121）进行放大和滤波以获得经滤波的信号（123），所述经滤波的信号包括振荡；其中
所述削波元件（101）经配置以在所述经滤波的信号的基础上产生所述经削波的信号（121）。
2.根据权利要求1所述的振荡器电路（100），其中所述第一放大级（103）包括用于放大所述经削波的信号（121）的放大器，特定来说是无源放大器，以及用于对所述放大的经削波的信号进行滤波以获得所述经滤波的信号（123）的滤波器。
3.根据权利要求1或2所述的振荡器电路（100），其中所述第一放大级（103）或者所述第二放大级（105）中的任一者经配置以引入180°的相移。
4.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述第一放大级（103）经配置以用于抑制所述经削波的信号（121）中的除了基音之外的频率音调。
5.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述第一放大级（103）包括具有初级绕组和次级绕组的升压变换器（1005），特定来说是阻抗变换器，其中所述削波元件（101）的输出端耦合到所述初级绕组。
6.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述第一放大级（103）包括用于放大所述经削波的信号（121）的升压变换器（1005），特定来说是阻抗变换器，以及耦合到所述升压变换器（1005）的次级绕组以用于对所述放大的经削波的信号（121）进行滤波以获得所述经滤波的信号（123）的滤波器，其中提供升压变换器（1007），并且其中所述第一放大级（103）的所述升压变换器（1005）的次级绕组耦合到所述第二放大级（105）的所述升压变换器（1007）的初级绕组。
7.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其进一步包括第二放大级（105），所述第二放大级（105）用于放大所述经滤波的信号（123）以获得放大的经滤波的信号作为所述经滤波的信号。
8.根据权利要求7所述的振荡器电路（100），其中所述第二放大级（105）的输出端耦合到所述削波元件（101）的输入端。
9.根据前述权利要求7或8中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述削波元件（101）包括至少一个用于削波的晶体管，特定来说是MOS晶体管，并且其中所述第二放大级（105）的输出端耦合到所述晶体管的栅极端子。
10.根据前述权利要求7到9中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述削波元件（101）包括放大器以及布置在所述放大器下游的削波二极管。
11.根据权利要求10所述的振荡器电路（100），其中所述削波元件（101）包括布置在所述放大器下游的削波二极管。
12.根据权利要求10或11所述的振荡器电路，其中所述放大器经配置以引入180°的相移。
13.根据前述权利要求7到12中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述第二放大级（105）包括无源或有源放大器。
14.根据前述权利要求7到13中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述第二放大级（105）包括升压变换器（1007），并且其中所述升压变换器的次级绕组耦合到所述削波元件（101）。
15.根据前述权利要求7到14中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述第二放大级（105）的输出端耦合到所述削波元件（101）的输入端。
16.根据前述权利要求7到15中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述削波元件（101）包括至少一个用于削波的晶体管，特定来说是MOS晶体管，并且其中所述第二放大级（105）的输出端耦合到所述晶体管的栅极端子。
17.根据前述权利要求7到16中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中至少一个可切换的频率调谐电路（B0-B4）耦合到所述第二放大级（105）的输入端。
18.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其包括
又一削波元件，用于产生又一经削波的信号；其中
所述第一放大级（103）经配置以用于对所述又一经削波的信号进行放大和滤波以获得又一经滤波的信号；其中
所述又一削波元件经配置以在所述又一经滤波的信号的基础上产生所述又一经削波的信号。
19.根据权利要求18所述的振荡器电路（100），其进一步包括第二放大级（105），所述第二放大级（105）用于放大所述又一经滤波的信号以获得又一放大的经滤波的信号作为所述又一经滤波的信号。
20.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中至少一个可切换的频率调谐电路（b0，b1）耦合到所述第一放大级（103）的输入端。
21.根据前述权利要求中任一权利要求所述的振荡器电路（100），其中所述削波元件（101）的控制输入端耦合到减感电容器（CF1）。
22.一种用于产生振荡的方法（200），所述方法（200）包括：
产生（201）经削波的信号；
对所述经削波的信号进行放大和滤波（203）以获得经滤波的信号，所述经滤波的信号包括振荡；其中
所述经削波的信号是在所述经滤波的信号的基础上产生。
23.根据权利要求22所述的方法，其进一步包括放大（205）所述经滤波的信号。
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