CN102687398A - 开关元件的驱动电路和电力变换装置 - Google Patents

Abstract

从过电流保护开关元件的短路保护电路（12）具有：电位降低部件，在主电路电流为过电流的情况下降低栅极端子的电位；反馈部件，根据主电路电流的电流量，对电位降低部件降低的栅极电位的降低量进行反馈控制；以及相位提前部件，在反馈控制的反馈环中进行相位提前补偿。

Description

开关元件的驱动电路和电力变换装置

技术领域

本发明涉及开关元件的驱动电路和电力变换装置。

背景技术

在构成逆变器（inverter）等电力变换装置的开关元件的驱动电路中，从安全考虑，一般设置短路保护电路。该短路保护电路用于防止因短路时的过电流引起的热而开关元件破坏，并且用于防止因过电流断流时产生的涌电压引起的开关元件的耐压破坏。

在特开2001-345688号公报中公开了半导体开关元件驱动电路。该驱动电路具备：过电流限制电路，若集电极电流大于第1值，则瞬时降低栅极端子的电压；以及过电流保护电路，若集电极电流大于第2值，则首先将集电极电流以第一斜率降低，之后若集电极电流小于第3值，则以大的第二斜率降低。

此外，在特许第3680722号公报中公开了开关元件的过电流保护电路。该保护电路具有：栅极电压保持部件，将栅极电压保持在设定值；栅极电流增大部件，为了迅速降低栅极电压而临时增大栅极电流；以及栅极电流抑制部件，用于在栅极电流增大部件动作之后将栅极电压缓慢地转移到设定值。

发明内容

发明要解决的课题

但是，在上述文献所公开的电路中，在过电流时降低栅极电位的控制成为前馈控制。因此，根据开关元件的特性偏差和温度，存在产生电流振动、并牵连到开关元件的破坏的顾虑。

本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于，与开关元件的特性偏差和温度无关地抑制电流振动，从而抑制开关元件的破坏。

用于解决课题的手段

本发明的一个方式是一种开关元件的驱动电路，其具有：控制电路，对开关元件的第一端子施加控制电压，从而在主电路中流过主电路电流；以及保护电路，在主电路电流为过电流的情况下保护开关元件。该保护电路具有：电位降低部件，在主电路电流为过电流的情况下降低第一端子的电位；反馈部件，根据主电路电流的电流量，对电位降低部件进行的在第一端子中的电位的降低量进行反馈控制；以及相位提前部件，在反馈控制的反馈环中进行相位提前补偿。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的开关元件的驱动电路的电路结构图。

图2是由图1所示的开关元件和短路保护电路12构成的电路的控制方框图。

图3是用于说明通过反馈控制的短路保护电路的电路结构图。

图4是表示图1所示的短路保护电路12的开环特性的仿真结果的说明图。

图5是表示图1所示的短路保护电路12的过渡响应特性的仿真结果的说明图。

图6是表示考虑了IGBT的栅极阈值的偏差的响应特性的仿真结果的说明图。

图7是表示考虑了温度的偏差的响应特性的仿真结果的说明图。

图8是表示本发明的第二实施方式的开关元件的驱动电路的电路结构图。

具体实施方式

（第一实施方式）

本发明的第一实施方式的开关元件的驱动电路被用来驱动构成电动机控制用的逆变器等电力变换装置的开关元件，如图1所示，主要由逻辑电路10、栅极驱动器（控制电路）11、开关元件（IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）Q4、短路保护电路12构成。

另外，在本实施方式中，说明作为开关元件而使用了具备栅极端子（第一端子）和集电极端子（第二端子）和发射极端子（第三端子）的IGBT的一例，但是开关元件并不限定于IGBT。例如，也可以使用具备了栅极端子（第一端子）和源极端子（第二端子）和漏极端子（第三端子）的MOS-FET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管）作为开关元件。

逻辑电路10根据PWM信号等输入信号（未图示），对栅极驱动器11进行导通截止控制。栅极驱动器11由推挽电路构成，该推挽电路由通过逻辑电路10进行导通截止切换的源驱动器Q1和宿（sink）驱动器Q2构成。源驱动器Q1和宿驱动器Q2的连接点经由栅极电阻R1连接到IGBTQ4的栅极端子。

IGBTQ4是由驱动电路进行驱动的开关元件。在本实施方式中，在IGBTQ4中，集电极端子与发射极端子之间反向并联连接了回流用二极管D2，在IGBTQ4的集电极端子上连接有线圈L1。通过由逻辑电路10经由栅极驱动器11对IGBTQ4的栅极端子施加电压（控制电压），从而在IGBTQ4的集电极端子与发射极端子之间的主电路中流过集电极电流（主电路电流）。

短路保护电路12在主电路电流成为过电流的情况下，作为用于保护IGBTQ4的保护电路发挥作用。该短路保护电路12具备：连接到在IGBTQ4的发射极的一部分中分支的感测端子上连接的感测电阻R3、以及其集电极端子经由二极管D1连接到IGBTQ4的栅极端子的NPN晶体管Q3。IGBTQ4的感测端子是，流过与IGBTQ4的集电极电流呈比例的电流（感测电流）的电流检测用端子。NPN晶体管Q3的基极端子连接到IGBTQ4的感测端子与感测电阻R3的连接点。如果经由IGBTQ4的感测端子而流过感测电流，则感测电阻R3作为电流检测部件发挥作用，基于通过该感测电阻R3产生的电压，使NPN晶体管Q3导通。此外，在短路保护电路12中，在NPN晶体管Q3的发射极端子连接有电阻R2，电容器C1并联连接到该电阻R2。

下面，说明本实施方式的开关元件的驱动电路的动作。首先，在没有发生短路的通常动作时，由栅极电阻R1、栅极驱动器11（源驱动器Q1和宿驱动器Q2）来驱动IGBTQ4。这时，NPN晶体管Q3截止，因此电容器C1通过电阻R2放电。

另一方面，如果发生短路，则在IGBTQ4的集电极-发射极之间的主电路中流过过电流。由此，在IGBTQ4的感测端子中流过的电流也成比例地增加，通过感测电阻R3而NPN晶体管Q3的基极电位上升。在基极电位超过NPN晶体管Q3的阈值电位的情况下，NPN晶体管Q3导通，由此经由电容器C1、电阻R2以及二极管D1而流过电流，IGBTQ4的栅极端子的电位（栅极电位）下降。

这里，电阻R2根据使IGBTQ4的栅极电位降低的电流而提高NPN晶体管Q3的发射极电位，因此具有负反馈的效果。此外，电阻R2还具有如下作用：决定在NPN晶体管Q3导通之后成为稳定状态时的主电路电流的电流值。这是因为，IGBTQ4的栅极电位主要由电阻R1与电阻R2的比例决定。

另一方面，在本实施方式中，对电阻R2并联连接了电容器C1。电容器C1发挥过渡性地在NPN晶体管Q3导通之后立即快速降低IGBTQ4的栅极电位的作用，此外具有在后述的反馈***中提前相位的作用。

即，在本实施方式的开关元件的驱动电路中，如图2所示，由IGBTQ4和短路保护电路12构成的电路将对开关元件的栅极端子施加的电压作为输入，将主电路电流作为输出，并具有由开关元件的寄生电容1和开关元件的导纳2和主电路的寄生电感3的串联耦合、以及用于检测主电路电流的电流量的电流检测部件4和进行相位提前补偿的相位提前部件5的串联耦合构成的反馈环。

而且，在本实施方式的开关元件的驱动电路中，如果对短路保护电路12进行功能性描述的话，具有电位降低部件、反馈部件、以及相位提前部件5。电位降低部件承担在主电路电流成为过电流的情况下，降低IGBTQ4的栅极端子的电位的功能。在短路保护电路12中，该电位降低部件主要由感测电阻R3、NPN晶体管Q3、以及二极管D1构成，通过基于由连接到IGBTQ4的感测端子的感测电阻R3产生的电压而使NPN晶体管Q3导通，从而经由二极管D1降低栅极端子的电位。此外，反馈部件承担根据主电路电流的电流量来对电位降低部件的栅极电位的降低量进行反馈控制的功能，由连接到NPN晶体管Q3的发射极端子的电阻R2构成。此外，相位提前部件5承担在反馈控制的反馈环中进行相位提前补偿的功能，由对NPN晶体管Q3的发射极侧的电阻R2并联连接的电容器C1构成。

下面，说明本实施方式的短路保护电路12的控制的概念。在以往的短路保护电路中，例如，如果发生短路，则首先在最短时间内快速地吸收栅极电荷以快速地降低栅极电位，从而最优先地抑制短路电流的提高，之后，通过低速地降低栅极电位的电路来低速地降低栅极电位，从而抑制电流断流时的涌电压。在这样的电路中，晶体管构成为仅作为开关发挥作用，晶体管一旦作为开关发挥作用之后，不进行与短路电流量相应的连续的反馈控制。即，栅极电位的下降速度被固定为基于预先决定的电路常数的一定的速度。因此，在以往的短路保护电路中的短路保护的控制被称为前馈控制。

这里，作为一般的IGBT的特性，已知在栅极的阈值中存在偏差。由于该偏差，存在产生如下的问题的顾虑。例如，对于阈值高的IGBT，在短路保护动作时，栅极电位相对于阈值过于下降，虽然电流迅速断流，但是存在涌电压变得过大的顾虑。此外，如果为了防止涌电压变得过大，而将电路常数调整为以低速降低栅极电位，则对于阈值低的IGBT，在短路保护动作时，无法充分抑制电流，存在由于过热而破坏元件的顾虑。在通过上述前馈控制来应对这样的问题的情况下，需要对每个被使用的IGBT调整电路常数，成本增加。此外，IGBT的特性根据温度也变化，在这种情况下，存在产生与上述相同的问题的顾虑。

作为能够应对这些问题的短路保护电路的电路结构，考虑如下的电路结构：通过在检测出因短路导致的过电流之后，根据主电路电流的电流量来连续地对栅极电位进行反馈控制，从而抑制电流振动。例如，如图3所示，在NPN晶体管Q3的发射极侧具备电阻R2，从而能够构成能够根据主电路电流的电流量来调整栅极电位的降低量的反馈电路。该电阻R2具有决定短路保护动作时的最终的栅极电位的作用，并且具有根据短路电流量来提高NPN晶体管Q3的发射极电位的作用，作为负反馈发挥作用，抑制电流振动。根据该反馈电路，能够根据过电流（主电路电流）的电流量来控制栅极电位，因此也能够应对上述的IGBT的特性的偏差。

但是，反馈电路若不是稳定的***，则有时成为引起振动的原因，因此短路保护电路的***需要是稳定的。例如，在图3所示的电路中，在对反馈环的稳定性起大的作用的因素中，存在主电路的寄生电感的一次滞后、开关元件的寄生电容的一次滞后，形成这两个滞后因素的二次滞后***（参照图2的（1）、（3））。在该***中，根据电路特性而有时对于相位滞后的富余变小。此外，充分考虑如下情况：从短路保护的目标起输入信号变得高速，具有高频成分，因此成为容易振动的条件。

因此，如图2所示，在本实施方式的开关元件的驱动电路中，为了改善该相位的滞后，而具备在反馈环中进行相位提前补偿的相位提前部件5。但是，如果为了抑制振动而过于改善相位，则存在在反馈***中产生不必要的谐振点，并且作为电路动作、短路电流的断流速度过于增加而涌电压变得过大的可能性，因此需要考虑这些条件而设定相位提前补偿的最佳值。

图4是表示电容器C1提前相位的效果的仿真结果的说明图，表示以NPN晶体管Q3的基极为起点的开环特性。在增益特性中，右下部分（增益随着频率减少的部分）表示***是二次滞后***。这是由主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容导致的。这里，如果在有无电容器C1时比较相位富余，则根据图4可知：与没有电容器C1的情况相比，在具有电容器C1时，相位富余得到改善。

此外，电容器C1的电容调整为与从主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容得到的频率特性相适应，能够选择最佳的电容。在电容器C1的容量不同时比较相位富余，则根据图4可知，在将电容器C1的电容调整为最佳的值时，相位富余得到最大的改善。

此外，如此，将电容器C1的电容调整为与从主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容得到的频率特性相适应，选择最佳的电容，从而能够如图5所示那样得到最佳的过渡响应特性。即，能够基于相位特性、主电路电流（过电流）的振动以及对于涌电压的过渡响应特性，决定电容器C1的电容。

图6是表示考虑了IGBT的栅极阈值的偏差的响应特性的仿真结果的说明图，图7是表示考虑IGBT的温度的偏差的响应特性的仿真结果的说明图。

作为短路电流的振动的主要原因的主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容的偏差和温度变化比较小。因此，在本实施方式的驱动电路中，即使将电容器C1的电容保持在事先根据主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容的2个参数来决定的值，也能够充分应对IGBT的特性的偏差和温度特性。根据图6和图7的仿真结果也可知，响应波形相似，得到偏差少的良好的特性。根据这点也能够理解：本实施方式的驱动电路能够应对IGBT的特性的偏差和温度特性。

如此，根据本实施方式，短路保护电路12具备反馈部件和相位提前部件，在过电流时快速降低栅极电位，之后进而抑制主电路电流的不稳定的振动，从而能够实现主电流抑制时的电流响应的稳定。由此，能够抑制由短路引起的过电流导致的热破坏、由集电极-发射极间电压的振动导致的耐压破坏。

此外，在本实施方式中，基于主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容引起的频率特性来设定相位提前部件。根据该结构，主电路的寄生电感和开关元件的寄生电容引起主电路电流的振动，因此根据这2个参数来求相位提前部件的常数即可。由此，能够与开关元件的栅极阈值的偏差和温度特性无关地进行最佳的控制。换言之，根据本实施方式的短路保护电路12，能够广泛地应对开关元件的偏差和温度特性等变动原因。

此外，在本实施方式中，相位提前部件被设定为，在主电路电流为过电流的情况下，在开关元件中产生的涌电压不会超过开关元件的耐压。根据该结构，能够抑制开关元件的绝缘破坏。

（第二实施方式）

图8是表示本发明的第二实施方式的开关元件的驱动电路的电路结构图。在进一步具备延迟电路13和闩（latch）电路14的点上，本实施方式的开关元件的驱动电路与第一实施方式不同。以下，省略与第一实施方式共同的结构的说明，以不同点为中心进行说明。

在开关元件的驱动电路中，在构成短路保护电路12的情况下，考虑设置切断电路，该切断电路在通过反馈控制而成为抑制了短路电流的状态之后，使主电路电流完全断流。在本实施方式中，例如图8所示，对短路保护电路12组合由延迟电路13和闩电路14构成的切断电路，以过电流状态持续规定时间为条件，停止栅极驱动信号。具体地，延迟电路13被输入NPN晶体管Q3的基极电位，并将延迟信号输出到闩电路14。闩电路14在来自延迟电路13的信号超过阈值时，将用于停止栅极的信号输出到逻辑电路10并保持该信号。逻辑电路10接受来自闩电路14的信号，停止栅极的驱动。由此，切断电路对开关元件的栅极进行切断。这里，延迟电路13的目的在于抑制噪声导致的误操作，作为经常使用的电路，例如有RC一次滞后电路的低通滤波器。在该低通滤波器中，如果来自短路保护电路12的信号的波形过于振动，则输出波形不稳定，其结果存在由闩电路14进行判定的时间（直到判定为来自延迟电路13的信号超过阈值为止的时间）也不稳定的顾虑，进而在该时间拉长的情况下存在开关元件被热破坏的顾虑，但是，根据本实施方式，通过短路保护电路12充分抑制电流振动，延迟电路13的输入信号稳定，因此能够在期望的时间内有效地使主电路电流断流，能够抑制开关元件的热破坏。

如此，根据本实施方式，通过延迟电路13和闩电路14来构成切断电路，其中该切断电路以过电流状态持续规定时间为条件，对开关元件的栅极端子中的导通状态进行截止。在切断电路中，为了防止噪声导致的误操作，要求监视过电流一定的时间之后切断栅极，但是在本实施方式中，短路保护电路12在短路保护动作时通过最佳的反馈控制而将主电路电流稳定在一定值，因此切断电路能够在期望的一定时间内切断栅极，而上述监视期间不会零散。

以上说明了本发明的实施方式，但这些实施方式不过是为了容易理解本发明而记载的单纯的例示，本发明不限定于这些实施方式。本发明的技术范围不限定于上述实施方式公开的具体的技术事项，包括根据此能够容易导出的各种变形、变更、代替技术等。例如，本发明不仅包括开关元件的驱动电路，还包括具有开关元件、该驱动电路的电力变换装置。在这样的电力变换装置中，通过使用短路保护电路12，从而抑制电流振动和涌电压，因此不需要振动抑制用的缓冲（snubber）电路。

本申请要求基于2009年10月26日申请的日本特许愿第2009-245625号的优先权，该申请的全部内容通过参照并入到本说明书。

产业上的可利用性

根据本发明，短路保护电路12具备反馈部件和相位提前部件，在过电流时快速降低栅极电位，之后进而抑制主电路电流的不稳定的振动，从而能够实现主电流抑制时的电流响应的稳定。由此，能够抑制由短路引起的过电流导致的热破坏、由集电极-发射极间电压的振动导致的耐压破坏。

标号说明

10…逻辑电路

11…栅极驱动器

Q1…源驱动器

Q2…宿驱动器

R1…栅极电阻

Q4…IGBT

D2…回流用二极管

L1…线圈

12…短路保护电路

D1…二极管

Q3…NPN晶体管

R2…电阻

R3…感测电阻

C1…电容器

13…延迟电路

14…闩电路

Claims (6)

1.一种开关元件的驱动电路，其特征在于，具有：

控制电路，通过对具有第一端子和第二端子和第三端子的开关元件的所述第一端子施加控制电压，从而在所述第二端子和所述第三端子之间的主电路中流过主电路电流；以及

保护电路，在所述主电路电流为过电流的情况下，保护所述开关元件，

所述保护电路具有：

电位降低部件，在所述主电路电流为过电流的情况下，降低所述第一端子的电位；

反馈部件，根据所述主电路电流的电流量，对所述电位降低部件降低的所述第一端子的电位的降低量进行反馈控制；以及

相位提前部件，在反馈控制的反馈环中进行相位提前补偿。

2.如权利要求1所述的开关元件的驱动电路，其特征在于，

所述相位提前部件基于所述主电路的寄生电感和所述开关元件的寄生电容引起的频率特性而被设定。

3.如权利要求2所述的开关元件的驱动电路，其特征在于，

所述相位提前部件被设定为，在所述主电路电流为过电流的情况下，在所述开关元件中产生的涌电压不超过该开关元件的耐压。

4.如权利要求1至3的任一项所述的开关元件的驱动电路，其特征在于，

所述电位降低部件通过基于由感测电阻产生的电压而使NPN晶体管导通，从而经由二极管降低所述第一端子的电位，其中该感测电阻连接到在所述开关元件的第三端子的一部分中分支的感测端子，

所述反馈部件由连接到所述NPN晶体管的发射极端子的电阻构成，

所述相位提前部件由对所述NPN晶体管的发射极侧的电阻并联连接的电容器构成。

5.如权利要求1至4的任一项所述的开关元件的驱动电路，其特征在于，还具有：

切断电路，以过电流状态持续规定时间为条件，对所述开关元件的第一端子的导通状态进行截止。

6.一种电力变换装置，其特征在于，具有：

具有第一端子和第二端子和第三端子的开关元件；以及

权利要求1至5的任一项所述的开关元件的驱动电路。

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