CN102656789A - 双向信号转换 - Google Patents

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Abstract

一种多方向信号转换器的实施例包括：第一转换器节点与第二转换器节点；变压器；以及第一级与第二级。该变压器包含第一绕组与第二绕组，而第一级被耦合在第一转换器节点与变压器的第一绕组之间。该第二级包含：被耦合至第二转换器节点的第一节点；被耦合至该变压器的第二绕组中节点的第二节点；以及滤波器节点。当电流流出第二转换器节点时，该第二级可工作为升压转换器；且当电流流出第一转换器节点时，该第二级可工作为降压转换器。例如，在一实施例中，此多方向信号转换器可以是在两个负载之间操控功率传输的双向电压转换器。相比于常规的多方向电压转换器，此电压转换器可具有改善的转换效率、较小尺寸以及较少组件数量。再者，不论功率传输方向为何，此电压转换器都可使用普通的切换方案来操作，且不需要用到瞬间功率流动方向的指示器。

Description

双向信号转换
优先权主张
本申请要求2009年12月21日所递交的共同待审的美国临时专利申请第61/288,798号的权利；本申请还要求2010年3月31日所递交的共同待审的美国临时专利申请第61/319,842号的权利；本文以引用方式将前述申请完整并入。
相关申请数据
本申请涉及2010年10月7日递交的题为“双向信号转换”的美国专利申请第12/899,800号(律师档案编号第1938-037-03号)；并涉及2010年10月7日递交的标题为“双向信号转换”的美国专利申请第12/899,977号(律师档案编号第1938-041-03号)；本文以引用方式将前述申请完整并入。
功率功率发明内容
本发明内容以简单的形式来介绍在下面的详细描述中会进一步说明的经挑选概念。本发明内容的用意并非要确认本申请所主张的主题的关键特征或必要特征，其用意亦并非用来限制本申请所主张的主题的范畴。
一个双向信号转换器的实施例包含：第一转换器节点与第二转换器节点；变压器；以及第一级与第二级。该变压器包含第一绕组与第二绕组，而该第一级被耦合在该第一转换器节点与该变压器的第一绕组之间。该第二级包含：第一节点、第二节点以及滤波器节点，该第一节点被耦合至该第二转换器节点，该第二节点被耦合至该变压器的第二绕组中的一节点。当电流流出该第二转换器节点时，该第二级可用作升压转换器；且当电流流出该第一转换器节点时，该第二级可用作降压转换器。
例如：在一个实施例中，这样的双向信号转换器可以是双向电压转换器，该双向电压转换器在两个负载之间操控功率传输。相比于常规的双向电压转换器，该电压转换器可具有改善的转换效率、较小的尺寸以及较少的组件数量。再者，不论功率传输的方向为何，都可以使用普通的切换方案来操作该电压转换器，并且不需要用到瞬间功率流动方向的指示器。
附图说明
图1是双向电压转换器以及该转换器可于其间操作以传输功率的电源/负载的实施例的示意图。
图2是图1的双向转换器的转换器级与变压器的的实施例的更详示意图。
图3是图2的转换器级以大于50%的占空比来操作的的实施例的切换信号的时序图。
图4是当图2的第一转换器级的实施例操作在升压模式时，跨越图2的第一级滤波电容器的电压相对于流过图2的第一变压器绕组的电流的关系图。
图5是当图2的第一转换器级的实施例操作在降压模式时，跨越图2的第一级滤波电容器的电压相对于流过图2的第一变压器绕组的电流的关系图。
图6是图4与5的关系图的组合，并且示出了图2的转换器级的实施例响应于功率传输方向的改变而从降压模式到升压模式以及从升压模式到降压模式的转换。
图7是图2的转换器级以小于50%的占空比来操作的的实施例的切换信号的时序图。
图8A是图2的转换器级与变压器，以及被耦合至转换器级用以感测总第一级变压器电流的实施例的示意图。
图8B是图1中用以控制图2与图8A的转换器级的控制器的实施例的示意图。
图9是图2的转换器级与变压器的一实施例的略图，其中第二转换器级包含信号乘法器。
图10是具有两个以上相位的双向电压转换器的示意图。
具体实施方式
双向信号转换器(例如：双向电压转换器)可被使用于在多个负载之间来回传输功率的应用之中。例如：车辆***(例如：气-电混合式汽车)可能会具有：较高电压电池，用以供电给电传动马达(例如：每个车轮一个马达)；较低电压电池，用以供电给该车辆的每一个其它被供电组件(例如：灯、收音机)；以及被耦合在这两个电池之间的双向DC-DC电压转换器。在汽车加速期间，该双向转换器可提供来自较低电压电池的功率，以便保留较高电压电池上的电量；相反地，在再生性刹车期间，功率流可能会反向，由此该双向转换器可提供来自较高电压电池(其正在由作为发电机的电传动马达来重新充电)的功率，用以对较低电压电池重新充电。
不幸的是，这样的双向转换器可能会有的问题包含：转换效率不佳、大尺寸与大量组件数量、需要瞬间功率流动方向的指示器、并且对于每个功率传输方向都需要一种分别的切换方案。
图1是***10的一部分的实施例的示意图，***10包含：电源/负载12与14；至少一个马达/发电机16，选择性地从电源/负载中的至少一个接收功率并向功率电源/负载中的至少一个提供功率；以及在这两个电源/负载之间传输功率的双向DC-DC电压转换器18功率。例如：该***10可以是车辆***，例如：气-电混合式汽车。如下面的讨论，相比于常规的双向电压转换器，该双向转换器18的实施例可具有：改善的转换效率、较小的尺寸、以及较少的组件数量。再者，该双向转换器18的实施例还可以用至少功率传输方向大约无关的切换方案来操作，并且不需要用到瞬间功率流动方向的指示器。
在一个实施例中，电源/负载12与14分别为第一电池与第二电池，其中的每一个都在提供电流以例如对另一个电池进行充电时充当电源，并在从另一个电池处接收电流时(例如：充电电流)时充当负载。第一电池12与第二电池14分别产生可能相等或不相等的第一电压V1与第二电压V2。例如：倘若该***10是车辆***(例如，气-电混合式汽车)，第一电池12则可以是铅酸电池，其会产生范围在约7伏(V)至16V的较低电压，以对诸如该车的灯与收音机进行供电；而第二电池14可以是锂离子或镍-金属-氢化物(NiMH)电池，其会产生范围在约100V至500V的较高电压，以在用作为马达（例如，用以转动该汽车的至少一个车轮）时对上述至少一个马达/发电机16进行供电车轮。
马达/发电机16在从电源/负载12与14中的至少一个处接收功率时可充当马达，并且在提供功率给电源/负载中的至少一个时可充当发电机。例如：***10是混合式汽车而电源/负载12与14是电池，则在汽车加速期间，马达/发电机16通过从至少一个电池中接收功率而充当马达，用以转动汽车车轮中的一个或多个车轮；而在汽车刹车期间，马达/发电机则可以充当发电机，以重新充电至少一个电池(有时候称为“再生性刹车”)。
该双向电压转换器18包含：第一双向转换器级20与第二双向转换器级22；变压器24；第一电流传感器26与第二电流传感器28；控制器30；第一转换器节点32、第二转换器节点34、第三转换器节点36、以及第四转换器节点38，它们分别被耦合至电源/负载12与14。
第一级20与第二级22各自分别包含至少一个相位401至40n，并且可操作用以响应于控制器30而在电源/负载12与14之间双向传输功率；而且如下面的讨论，转换器级还可以操作用以响应于控制器而对转换器节点34与36处的电压V1与V2中至少一个进行步升、步降、或是调整。例如：假设控制器30使得转换器级20与22将电压V2调整至高于电压V1的电平。在第一操作模式期间，当功率从电源/负载14(充当电源)流到电源/负载12(充当负载)时，第一转换器级20可以有效地将该电压V2步降至电压V1(如下面的讨论，变压器24可以辅助此步降作业)，而且第一转换器级与第二转换器级可以协同操作用以调整流入转换器节点36中的电流以便调整电压V2。而当在第二操作模式期间功率从电源/负载12(充当电源)流到电源/负载14(充当负载)时，第一级20便可以有效地将电压V1步升或升压至电压V2(如下面的讨论，变压器24可以辅助此步升作业)，而且第一转换器级与第二转换器级可以协同操作用以调整从转换器节点36流出的电流(即，从第二级22流向电源/负载14)，以便调整电压V2。
变压器24在电源/负载12与14之间提供电隔离，且还可辅助第一转换器级20与第二转换器级22步升/步降V1与V2。变压器24包含至少一个第一级绕组441至44w以及至少一个第二级绕组461至46w。如下面结合图2所讨论，在一个实施例中，变压器24针对每一对转换器相位40和42都分别包含一个第一级绕组44与第二级绕组46。绕组44与46之间的匝数比决定了变压器24要将V1与V2步升/步降至哪一个电平。例如：当功率从电源/负载12流到电源/负载14时，2:1的匝数比会让变压器24在跨越第二级绕组46上产生的电压是跨越对应的第一级绕组44的电压的两倍；相似地，当功率从电源/负载14流到电源/负载12时，相同的2:1匝数比会让变压器在跨越第一级绕组44上产生的电压是跨越对应的第二级绕组46的电压的1/2。
但是因为变压器的效率(即，功率输出与功率输入之比)可能会随着匝数比的增加而下降，所以如下面结合图2所讨论的，第一转换器级20与第二转换器级22可被设计成允许变压器24的匝数比低至约1:1，以获得双向转换器18的改善的效率。
继续参考图1，第一电流传感器26与第二电流传感器28允许控制器30监视流到电源/负载12与14的电流。例如：在电源/负载12与14是电池的情况下，第一电流传感器26与第二电流传感器28可允许控制器30控制电池的至少一个充电参数(例如：电流)，并且防止对电池的过充电。
控制器30可以调整电压V1与V2中的至少一个，并在电源/负载12与14是电池的情况下，控制器30还可藉由控制第一转换器级20与第二转换器级22的操作来控制对电池的充电。例如：如下面结合图2所讨论的，控制器30可控制转换器级20与22中的至少一个的切换占空比。再者，控制器30还可在“不知道”功率流动方向的情况下控制转换器级20与22。也就是说，控制器30的一实施例并不需要接收表示瞬间功率流动方向的信号。
继续参考图1，以示例为目的而描述了本文中所述的***10的实施例的操作，该***是车辆***(例如，混合式汽车)，电源/负载12与14是电池(例如：分别是铅酸电池与锂离子电池)，电压V2被调整，而电压V1不被调整(虽然控制器30仍可防止对电池12的过充电)。再者，下面所述的充电周期与放电周期被假设为足够短，使得电池12与14上的电量保持足够高，而使得另一个发电机(图中并未显示，但是通常是由汽车中的汽油引擎来担任)不需要被启动来对它们进行重新充电。
在马达/发电机16充当马达来转动车辆***10的至少一个车轮的加速操作模式期间，电池14提供对马达/发电机进行驱动的负载电流。
在一段时间之后(该时间取决于电池14上的电量的水平)，电压V2便会开始下降至它的调整数值以下。
响应于电压V2下降至它的调整数值以下，控制器30便会通过调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得这些级将功率从电池12传输至电池14，以便让V2保持在大约为其调整数值上。明确地说，控制器30使第一转换器级20与第二转换器级22将来自电池12的放电电流吸入第一转换器节点34之中，以将放电电流转换成充电电流，并且从第二转换器节点36处提供此充电电流，使得通过向电池12补充与电池14提供用来驱动马达/发电机16的电量基本相等的电量，而让电压V2保持在其调整数值。
只要马达/发电机16需要电流来驱动汽车10的至少一个车轮，由第一电池12向第二电池14的充电作业便可以持续进行。
接着，汽车10的驾驶者(图1中未显示)进行刹车，使该汽车进入通常被称为“再生性刹车模式”的模式中。
这会使马达/发电机16从电池14处吸取的电流相当快速地朝零值下降。
当马达/发电机16所吸取的电流下降时，控制器30便会通过调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比来让V2保持在其调整电平上，使得从电池12流入转换器节点34中的电流以及从转换器节点36处流出的电流下降，以便补偿马达/发电机16所吸取的电流的下降。
倘若汽车10的驾驶者(图1中未显示)继续进行刹车，则马达/发电机16在特定时点便开始提供电流至电池14中。由此，来自马达/发电机16的电流便会对电池14进行重新充电。
响应于马达/发电机16所产生的电流，控制器30通过调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比而继续让V2保持在其调整电平上，使得从电池12流入转换器节点34中的电流以及从转换器节点36处流出的电流进一步下降，以便补偿由马达/发电机16所产生的电流。
倘若汽车10的驾驶者(图1中未显示)仍然继续进行刹车，则在特定时点处，对电池14进行重新充电所需要的电流会变成小于由马达/发电机16所产生的电流。由此，来自马达/发电机16的“超额电流”便会让电压V2上升至其所期望的电平以上，除非此超额电流受到补偿。
为响应于由马达/发电机16所产生的超额电流而让电压V2保持在其调整电平上，控制器30会调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得第一转换器级与第二转换器级将此超额电流转换成用于对电池12进行充电的电流。也就是说，来自马达/发电机16的超额电流会流入转换器节点36中，且控制器30会让第一转换器级20与第二转换器级22将此超额电流转换成从转换器节点34流出并流入电池12之中的充电电流。
由此，双向转换器18会让马达/发电机16不仅对电池14进行重新充电，还对电池12进行重新充电。
倘若汽车10的驾驶者(图1中未显示)仍然继续进行刹车，则在特定时点处，跨越正在重新充电的电池12的电压V1便可能会等于或超越第一充电阈值电压，这表示流入电池12中的充电电流要被减小为“涓流(trickle)”，以此对该电池进行“涓流充电”——对电池进行涓流充电可以防止由于诸如过充电而导致对电池的破坏。
所以，控制器30会以数种方式来产生涓流电流，以继续对电池12进行重新充电。
例如：控制器30可调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得从该节点34处流出且受到电流传感器26监视的充电电流不会超过指定的涓流数值。或者，除了对电压V2进行调整之外，控制器30可能还会将电压V1稳压至指定电平上，使得电池12经由被跨越电池而施加大约恒定的电压被重新充电。
但是限制从转换器节点34处流出的电流或者对电压V1进行调整可能会让来自马达/发电机16的超额电流将电压V2提升至其调整电平之上，因为现在的转换器18并不会“吸收”全部这些超额电流。
所以，控制器30可使马达/发电机16停止产生电流，控制器30可控制介于马达/发电机与电池14之间的用以限制或阻隔来自马达/发电机的电流的可选电路(图1中未显示)，；或者，控制器30可控制介于转换器18与电池12之间的用以产生涓流电流并用以将从转换器节点34流出的任意额外电流分流至消耗性负载(例如，电阻器)的另一个可选电路(图1中未显示)。
倘若汽车10的驾驶者(图1中并未显示)仍然继续进行刹车，则在特定时点处，正在重新充电的电池12上的电压V1会等于或超过完全充电阈值电压，从而表示流入该电池12之中的充电电流要被减少为零，也就是说要被终止。
因此，控制器30可能会以数种方式来终止流入电池12中的电流。
例如：控制器30可以调节第一转换器级20与第二转换器级22的占空比，使得从转换器节点34处流出零电流。
但是，这会让来自马达/发电机16的超额电流将电压V2提升至其调整电平之上，因为现在转换器18并不会吸收全部这些超额电流。
因此，控制器30可使马达/发电机16停止产生电流，控制器30可控制介于马达/发电机与电池14之间的用以限制或阻隔来自马达/发电机的电流的可选电路(图1中未显示)；或者，控制器30可控制介于转换器18与电池12之间的用以阻隔电流进入电池12且用以将从转换器节点34流出的任意额外电流分流至消耗性负载(例如，电阻器)的另一个可选电路(图1中未显示)。
继续参考图1并参考***10的上述实施例，并参考该***的操作的上述范例，控制器30的上述实施例不论何时都不需要来自微处理器的用以向控制器通知转换器节点36电流方向的信号。不论功率传输方向为何，通过调整电压V2，控制器30便可以让转换器节点34电流与转换器节点36电流平顺的从一个方向转变成另一个方向。
再者，控制器30的上述实施例并不需要根据功率传输方向而改变第一转换器级20与第二转换器级22的切换方案(例如：切换时序、占空比)。取而代之的是，控制器30可根据需要而调节转换器级20与22的占空比，以便将电压V2稳压至所期望的电平。
继续参考图1，亦可构想到***10的替代实施例。例如：替代了单个控制器30，双向转换器18可包含多个控制器用以实施上述动作。再者，虽然被描述为是正值，电压V1与V2中至少一个也可以是负值。又，***10可能不是车辆***。此外，电源/负载12与14中的至少一个也可以不是电池，例如：可以是一组超电容器。再者，控制器30可能会以与控制器控制电池12充电相类似的方式来控制电池14的充电。
图2是图1的双向转换器18的双相实施例的第一转换器级20与第二转换器级22以及变压器24的示意图。如下面的讨论，转换器18的实施例可以提供下面一项或多项优点，其包含：
a)允许变压器24具有比较低的匝数比(例如：1:1)，以达到改善的变压器效能；
b)消除了在变压器24的任一侧设置有前置调整器电路的需要，从而降低了转换器18的组件数量与尺寸；
c)允许晶体管在大部分的环境中在零电压切换(ZVS)条件或零电流切换(ZCS)条件下进行切换，以达到转换器18的改善的效能，并且在高频应用中减小转换器中一个或多个组件的尺寸；
d)当转换器18提供电流(例如：充电电流)给电源/负载12时(图1)允许第一转换器级20操作为电流乘法器（current multipler）(例如：电流倍增器(current doubler))，以此减小转换器18的至少某些组件的尺寸；
e)当转换器18提供电流(例如：充电电流)给电源/负载14时(图1)，允许第一转换器级20操作为多相升压电路，以此允许消除转换器18中的至少一个前置调整器电路并且允许变压器24有比较低的匝数比；
f)允许利用市售的电源控制器来建构控制器30(图1)，其仅要进行少许修正；
g)降低因转换器18的多相结构的关系所造成的电压V1与V2的涟波电压分量；以及
h)模块化转换器18以允许相位调降，以达到转换器的改善轻负载效率。
双向转换器18的第一转换器级20包含：相位电感器50与52，具有电感L1与L2；低侧切换晶体管54与56，接收来自控制器30(图1)的切换信号S1与S2；高侧切换晶体管58与60，接收来自控制器的切换信号S3与S4；以及滤波电容器62，具有电容C1。电感器50以及晶体管54与58构成转换器18的第一相位，而电感器52以及晶体管56与60会构成转换器的第二相位。第一转换器级20中的相位数(本实施例中有两个相位)可被视为双向转换器18中的相位数。例如：可将转换器18视为具有两个相位的第一转换器级20的双相转换器。如下面所讨论的，当功率从转换器节点34流到转换器节点36时，第一转换器级20作为升压转换器，而当功率从转换器节点36流到转换器节点34时，第一转换器级20则工作为降压转换器。
双向转换器18的第二转换器级22包含：高侧切换晶体管64与66，接收来自控制器30(图1)的切换信号P1与P2；低侧切换晶体管68与70，接收来自控制器的切换信号P3与P4；以及滤波电容器72，具有电容C2。晶体管64与70构成第二级22的第一半桥接器，而晶体管66与68构成转换器的第二半桥接器。如下面所讨论的，当功率从转换器节点34流到转换器节点36时，第二级22工作为同步全波整流器；并且当功率从转换器节点36流到转换器节点34时，第二级22工作为DC-AC转换器(在一实施例中是DC至方波转换器)。
变压器24包含可被建模成具有泄漏电感Lk1的第一级绕组44，可被建模成具有泄漏电感Lk2的第二级绕组46，而变压器本身可被建模成具有磁化(有时称为耦合)电感Lm。
图3是当图2的转换器18的实施例操作在大于50%的占空比下用以在另一个方向中传输功率时，图2的信号S1至S4和P1至P4的时序图。本实施例中的级20与22的“占空比”(进而转换器18的”占空比”)虽然被定义为S1切换周期的逻辑高部分和全部S1切换周期的比值，不过亦可以构想到“占空比”的其它定义。
参考图2与3，首先说明的是转换器18的实施例的操作模式，其中该转换器的占空比大于50%并且正在将功率从转换器节点34传输至转换器节点36(也就是，从第一转换器级20至第二转换器级22)。在该操作模式中，第一转换器级20工作为升压转换器(在本文所述的实施例中是双相升压转换器)，而第二转换器级22工作为同步全波整流器。再者，延迟周期ddx是与占空比无关的固定持续长度并且可以由控制器30来产生，以便让这些晶体管中至少某些晶体管达到如下面所述的至少近似ZVS或ZCS。相反地，周期Dx取决于占空比。
在时间t1处，信号S1具有不起作用的逻辑低电平，信号S2具有起作用的逻辑高电平，信号S3从起作用的逻辑低电平转变成起作用的逻辑高电平，而信号S4具有不起作用的逻辑低电平；所以，工作为开关的晶体管54为关断，晶体管56为导通，晶体管58从关断转变为导通，而晶体管60则为关断。再者，信号P2与P3从起作用的逻辑低电平转变成起作用的逻辑高电平，而信号P1与P4则具有不起作用的逻辑低电平；所以，晶体管66与68会从关断转变为导通，而晶体管64与70则为关断。
因为在晶体管58导通之前晶体管54已经关断达至少一延迟周期dd1，所以从电感器50流出的升压电流中的至少一部分会经由晶体管58的体二极管(电感器50升压电流中的其它部分I第一绕组会流经第一级绕组44)流到电容器62，并因此对电容器进行充电。
所以，当晶体管58导通时，会有约零伏跨越其上(例如：约0.6V至0.7V的二极管压降)；依此方式，控制器30(图1)使晶体管58达到至少近似ZVS，从而使得晶体管在其切换周期期间消耗的功率相当低。所以，相比于常规的双向二极管转换器，晶体管58的ZVS可改善双向转换器18的效率。
同样地，因为在晶体管66与68导通之前，晶体管54已经关断达至少一延迟周期dd1，所以可能会出现下面两种情况中一种：1)流经第一级绕组44的电流I第一绕组会在第二级绕组46中感生电流I第二绕组，电流I第二绕组足够高以正向偏置晶体管66与68的体二极管并进而流经体二极管、流经电容器72(因而对电容器进行充电)、并流经晶体管68的体二极管，流回到绕组46；或者2)在绕组46之中被感生的电流I第二绕组没有足以高到正向偏置晶体管66与68的体二极管。
所以在第一种情况中，当晶体管66与68正在导通时，会有约零伏跨越它们(例如：约0.6V至0.7V的二极管压降)；依此方式，控制器30(图1)会让这些晶体管达到至少近似ZVS，从而使得晶体管66与68在其切换期间所消耗的功率会相当低。或者，在第二种情况中，当晶体管66与68正在导通时，会有约零电流流过它们；依此方式，控制器30(图1)会使晶体管66与68达到至少近似ZCS，从而同样使得晶体管66与68在其切换期间所消耗的功率会相当低。所以任何一种情况中，相比于常规的双向转换器，晶体管66与68的ZVS或ZCS分别可以进一步改善转换器18的效率。再者，因为即使晶体管66与68在与晶体管54近似相同的时间处导通，第二种情况(ZCS)仍然可以成立，所以控制器30可在与其将信号S1转变成不起作用的低电平大约相同的时间处将信号P2与P3转变成起作用的高电平。
接着，在周期D1期间，信号S1是不起作用的低电平，信号S2是起作用的高电平，信号S3是起作用的高电平，而信号S4是不起作用的低电平；所以，晶体管54为关断的，晶体管56与58为导通，而晶体管60为关断。再者，信号P2与P3是起作用的高电平，信号P1与P4是不起作用的低电平；所以，晶体管66与68为导通，而晶体管64与70为关断。
所以，来自电感器50的升压电流会流经导通的晶体管58，且因此该电流(先前流经晶体管58的体二极管)会继续对电容器62进行充电，且跨越电容器的电压VC1(导通的晶体管56与58将电容器C1以及进一步电压VC耦合跨越该绕组441)会让电流I第一绕组流经第一级绕组44；所以经磁性感生的电流I第二绕组会流经第二级绕组46以及晶体管66与68，以对电容器C2进行充电。
再者，电感器充电电流会从电感器52处流出并且流入晶体管56之中。
又，因为第一级绕组44藉由导通的晶体管56与58而连接跨越电容器62，跨越绕组44的电压会有效地被钳止于跨越电容器62的电压VC1。这也会将跨越第二级绕组46的电压钳止于VC1乘上该变压器24的匝数比(其中匝数比为1:1，因此，跨越第二级绕组46的电压同样会被钳止于VC1)。因此，这会限制跨越晶体管66与68的电压(且因而会限制被施加至晶体管66与68的电压应力)。结果，相比于常规的双向转换器，这可允许双向转换器18包含较小的晶体管66与68。
依然在周期D1期间，来自电感器50的升压电流可保持相对恒定，但流经第一级绕组44的电流I第一绕组却因来自电容器62的电压VC1被施加跨越第一级绕组而增加。
所以，当流经第一级绕组44的电流I第一绕组超越来自电感器50的升压电流时，电流会从电容器62流出，经过晶体管58并且经过第一级绕组，用以补足第一级绕组电流I第一绕组与升压电流之间的差值。也就是，来自电感器62的电流等于来自电感器50的升压电流与电流I第一绕组之间的差值。随着周期D1期间的时间推移，由电容器62供给至第一级绕组44的电流增加，而来自该电感器50的升压电流可保持实质恒定或是下降，不过若有下降的话，此下降仍可能是微不足道的。
在时间t2处，控制器30会将信号S3从起作用的逻辑高电平转变成不起作用的逻辑低电平，从而关断晶体管58。再者，控制器30会将信号P2与P3转变成不起作用的逻辑低电平，从而关断晶体管66与68。
在延迟周期dd2期间，因为流经第一级绕组44的电流I第一绕组不会瞬间改变，所以在晶体管58被关断(在时间t2处)前由电容器62所供应的I第一 绕组中的一部分现在由晶体管54的体二极管来供应。周期dd2的持续长度可至少足够长以让晶体管54的体二极管开始进行传导。再者，流经第二级绕组46的感生电流I第二绕组则会流经晶体管66与68的体二极管。
另外，在延迟周期dd2期间，电感器充电电流会继续从晶体管56流出，流经电感器52并流至接地端。
在时间t3处，控制器30会将切换信号S1转变成起作用的逻辑高电平，从而会开启晶体管54。但是，因为晶体管54的体二极管已经如上述的进行传导，所以该晶体管会达到至少近似ZVS，这可以改善转换器18的效率。再者，控制器30并不会在时间t2处将信号P2与P3转变成不起作用的逻辑低电平，取而代之是控制器30可能在时间t3处转变P2与P3，以便缩短第二级绕组电流I第二绕组流过晶体管66与68的体二极管的时间，并且因而改善双向转换器18的效率。
接着，在周期D2期间，晶体管54与56两者皆为导通，从而将第一级绕组44的两个末端节点有效连接在一起。倘若周期D2够长，则因泄漏电感Lk1的放电所导致的流过该第一级绕组44的电流I第一绕组将会衰减至零，且因此流过第二级绕组46的电流I第二绕组同样会衰减至零。如下面所讨论的，这可允许晶体管64与70达到至少近似ZCS。
接着，在时间t4处，控制器30将信号S2转变成不起作用的逻辑低电平，并且因而关断晶体管56。再者，控制器30可将信号P1与P4转变成起作用的逻辑高电平，用以开启晶体管64与70；依照上面的描述，倘若流过第二级绕组46的电流已经衰减至零，则晶体管64与70便会达到至少近似ZCS。
在延迟周期dd3期间，来自电感器52的在晶体管56被关闭前流经该晶体管56的升压电流现在朝第一绕组44流动。
但是因为流经该第一级绕组44的电流I第一绕组不会瞬间改变(例如：从上面所讨论的零处开始瞬间改变)，所以位于电感器52与第一级绕组44之间的节点处的电压会持续的提高，直到晶体管60的体二极管开始传导该升压电流——延迟周期dd3可能至少足够长以允许晶体管60的体二极管开始进行传导。流经晶体管60的体二极管的该电流会对电容器62进行充电。
在时间t5处，控制器30(图1)会将切换信号S4从不起作用的逻辑低电平转变成起作用的逻辑高电平，因而导通晶体管60。
但是因为晶体管60的体二极管会在时间t5处传导来自电感器52的升压电流的至少一部分，此晶体管会达到至少近似ZVS，因而相比于常规的双向转换器，可以改善双向转换器18的效率。
同样在时间t5处，控制器30(图1)还将信号P1与P4转变成起作用的逻辑高电平，以在时间t5处而非在时间t4处导通晶体管64与70。
但是即使在时间t5处被导通，晶体管64与70仍可达到至少近似ZVS或ZCS，因而潜在地改善转换器18的效率。倘若流过第二级绕组46的电流-I第二绕组(该电流由流经第一级绕组44的电流-I第一绕组所感生)在时间t5处不够高到足以导通晶体管64与70的体二极管，则至少此电流会足够低以允许晶体管64与70达到至少近似ZCS。但是，倘若流过绕组46的电流-I第二 绕组足够高以导通晶体管64与70的体二极管，则晶体管64与70便会达到至少近似ZVS。要注意的是，I第一绕组会以与图2中个别箭头所示方向的相反方向而流经第一级绕组44；类似地，I第二绕组会以与图2中个别箭头所示方向的相反方向而流经第二级绕组46。
在周期D3期间，信号S2是不起作用的逻辑低电平，信号S1是起作用的逻辑高电平，信号S4是起作用的逻辑高电平，而信号S3是不起作用的逻辑低电平；所以，晶体管54为导通，晶体管56与58为关断，而晶体管60为导通。再者，信号P2与P3是不起作用的逻辑低电平，而信号P1与P4是起作用的逻辑高电平；所以，晶体管66与68为关断，而晶体管64与70为导通。
所以，来自电感器52的升压电流会流过导通的晶体管60，且因此该电流(先前流过晶体管60的体二极管的电流)会继续对电容器62进行充电，而电压-VC1会导致电流-I第一绕组流过第一级绕组44；所以，感生电流-I第二绕 组会流过第二级绕组46以及晶体管64与70，以将跨越电容器C2的电压V2保持在所期望的电平处。
再者，在周期D3期间，电感器充电电流会流经电感器50与晶体管54并流到接地端。
又，因为第一级绕组44会藉由导通的晶体管54与60而连接跨越电容器62，所以跨越第一级绕组的电压实际上会被钳止于跨越电容器的电压-VC1处——记号“-”表示VC1相对于第一级绕组44的极性导致电流-I第一绕组流过第一级绕组。这也会将跨越第二级绕组46的电压钳止于-VC1乘上变压器24的匝数比(其中匝数比为1:1，因此，跨越第二级绕组46的电压同样会被钳止于-VC1)。所以，这限制了跨越等晶体管64与70的电压，且因而限制了被施加至晶体管64与70的电压应力。结果，相比于常规的双向转换器，这可以允许双向转换器18包含较小的晶体管64与70。
依然在周期D3期间，来自电感器52的升压电流可以保持相对恒定，但是流过第一级绕组44的电流-I第一绕组会因为来自于电容器62的电压-VC1被施加跨越第一级绕组的关系而增加。
所以，当流经第一级绕组44的电流-I第一绕组超过来自电感器52的升压电流时，由电容器62提供的电流会流过晶体管60且流入第一级绕组中，以补足电流-I第一绕组与升压电流之间的差值。随着周期D3期间的时间推移，由电容器62提供的电流-I第一绕组部分会增加，而来自电感器52的升压电流可保持实质恒定或是下降，不过若有下降的话，此下降仍可能是微不足道的。
在时间t6处，该控制器30(图1)会将信号S4从有作用逻辑高电平转变成不作用逻辑低电平，从而会关闭晶体管60而使其不导通。
同样地，在时间t6处，控制器30也会将信号P1与P4从起作用的逻辑高电平转变成不起作用的逻辑低电平，从而会关断晶体管64与70。
在延迟周期dd4期间，因为流经第一级绕组44的电流-I第一绕组不会瞬间改变，所以在时间t6处晶体管60被关闭前由电容器62所供应的此电流部分现在会经由晶体管56的体二极管来供应。周期dd4的持续长度可能至少足够长以允许晶体管56的体二极管开始进行传导。
同样地，在延迟周期dd4期间，电感器充电电流继续从电感器50处流出并流经晶体管54而流到接地端。
再者，在延迟周期dd4期间，仍然流经第二级绕组46的电流-I第二绕组会继续流经晶体管64与70的体二极管。
在时间t7处，控制器30会将切换信号S2转变成起作用的逻辑高电平，从而会导通晶体管56。但是因为晶体管56的体二极管已经遵照上述进行传导，所以晶体管56达到至少近似ZVS，这可以改善转换器18的效率。再者，控制器30并不会在时间t6处将信号P1与P4转变成不起作用的逻辑低电平，取而代之是控制器30可在时间t7处转变P1与P4，以缩短第二级绕组电流-I第二绕组流过晶体管64与70的体二极管的时间，并且因此改善双向转换器18的效率。
接着，在周期D4期间，晶体管54与56两者皆为导通，从而会将第一级绕组44的两个末端节点有效地连接在一起。倘若周期D4够长，则由泄漏电感Lk1所导致的流经第一级绕组44的电流-I第一绕组将会衰减至零，而且因此，流过第二级绕组46的电流-I第二绕组同样会衰减至零。依照上面针对晶体管64与70所讨论的相类似的方式，这可以让晶体管66与68达到至少近似ZCS(例如：如下面讨论在时间t8或t9处)。
接着，在时间t8处，控制器30会将信号S1转变成不起作用的逻辑低电平，并且因而关断晶体管54。
接着在延迟周期dd5期间，来自电感器50的流经晶体管54的升压电流导致晶体管58的体二极管进行传导。
接着，上面所述的循环会重复进行。
依然参考图2与3，亦可以构想到上面所述的升压操作的替代实施例。例如：延迟周期dd1至dd5中至少一个可被省略，不过这可能会降低双向转换器18的效率。
图4是当双向转换器18的实施例操作在升压模式中时，跨越图2的电容器62的电压VC1相对于流过图2的第一级变压器绕组44的电流I第一绕组的关系图。电压VC1沿x轴绘制；而电流I第一绕组则由值Z0＝1/C1进行缩放，被沿y轴绘制。
参考图2至4，重新讨论图1至2的双向转换器18的实施例在具有大于50%的占空比的升压模式中的操作；但是，这一次着眼于跨越电容器62的电压VC1以及流过第一级变压器绕组44的电流I第一绕组。如下面配合图6所讨论的，分析VC1及电流I第一绕组的操作会解释双向转换器18的实施例如何可以从一个方向上的功率传输平顺地转变到在另一个方向上的功率传输。
如上面配合图2与3所讨论的，在时间t1(图3)处（其对应于图4中的点80），控制器30将信号S3转变成起作用的逻辑高电平以导通晶体管58，且为达到范例的目的，假设电流I第一绕组会因为晶体管54与56在t1之前将第一级绕组44的末端节点连接在一起的关系而为零。假设在介于S1的下降缘及S3的上升缘之间的延迟时间dd1够长以允许晶体管58的体二极管进行传导时，假设I第一绕组为零是合理的假设，使得此晶体管达到至少近似ZVS。
在图3的周期D1期间(其对应于图4中的曲线82)，电容器62开始充电，并且因此，VC1会因为来自电感器50de流经晶体管58并且进入电容器的升压电流中的第一部分的关系而开始上升。另外，电流I第一绕组也开始提高，并且等于来自电感器50的升压电流中的第二部分。
因为导通的晶体管56与58跨越第一级绕组46而施加电压VC1，所以电流I第一绕组继续提高。
在曲线82的点84处，I第一绕组开始超过流经电感器50的升压电流。
因此，I第一绕组的该超额部分(该超额部分是I第一绕组与流经电感器50的升压电流之间的差值)由电容器62所提供，因而会导致VC1开始下降(即，电容器62放电)。
为达到分析目的，本文假设延迟dd2够短而能够被忽略，使得在图3的时间t3处以及在图4的点86处，控制器30(图1)会将信号S1转变成起作用的逻辑高电平并且将信号S3转变成不起作用的逻辑低电平，以导通晶体管54并且关断晶体管58。
所以，因为电容器62与第一级绕组44隔离的关系，电压VC1保持在恒定数值；且因为两个晶体管54与56皆为导通以将第一级绕组44的末端节点耦合在一起的关系，电流I第一绕组会沿着图4的线段88快速衰减至零，使得双向转换器18的状态返回图4的点80。
为达解释目的，假设电感器50的电感L1远大于(例如：十倍或更大)第一级绕组44的泄漏电感Lk1，因此可以在周期D1期间将电感50建模成电流源。
所以，做出此假设，可以显示出曲线82以及点84与86落在圆心90位于点(V2·TR,Z0I电感50)处而半径R1由下面公式所提供的圆之上：
Figure BDA00001770185100181
其中VC01为I第一绕组=0时VC1在图4的点91处的数值，而TR为从第二级侧查看第一级侧时变压器24(图2)的匝数比。
而且在线段88和半径R至点91之间的角度θ1由下面公式所提供：
在一实施例中，点91并未与点80重合，因为跨越第一级绕组44的电压必须在非零电流I第一绕组开始流动前超过V2·TR。这是因为导通的晶体管66与68有效地将Lk1(图2)的右侧钳止于V2·TR，以便让电流流经第一级绕组44，Lk1的左侧的电压必须大于V2·TR，即便仅大过一小数额(为清楚起见，图4中的数额可能会被放大)。所以，例如：当晶体管58在延迟周期dd1的起点处导通而使得其不会达到ZVS的情况下，跨越电容器的电压VC1可在非零电流I第一绕组开始流经第一级绕组44之前提高至VC01+V2·TR。
在另一实施例中，点91实质上与点80重合。倘若晶体管58在时间t1处导通并因此达到ZVS，则跨越晶体管58的体二极管的二极管压降可能会充分的提高Lk1左侧的电压，使得非零电流I第一绕组在电容器62开始充电的实质上相同的时间(也就是，在电压VC1开始提高的实质上相同的时间)开始流动。所以，在这样一实施例中，公式(1)与(2)会缩减为下面的公式。
在非零电流I第一绕组在电容器62开始充电之前便开始流动的又一实施例中，点91可在线段88的点80上方(假设仅略高于点80)，在此情况中，角度θ1保持等于零，且当电容器62开始充电时(也就是，当VC1开始提高时)，半径R1从在公式(3)中的数值减少一I第一绕组的大小。倘若晶体管58在时间t1处导通，则此情形便可能发生，且跨越晶体管的体二极管的电压会在体二极管开始进行传导之前便让非零电流I第一绕组流动。
依然参考图4，继续在周期D2期间，流经第一级绕组44的电流I第一绕组保持为零，且因此双向转换器18(尤其是第一转换器级20)的操作条件会保持在图4的点80处。
接着为达到分析目的，本文假设延迟dd3够短而能被忽略，使得在时间t5处，控制器30(图1)将信号S2转变成不起作用的逻辑低电平且将信号S4转变成起作用的逻辑高电平，因而关断晶体管56且导通晶体管60。
在周期D3期间（其对应于图4中的曲线92），电容器62开始充电，并且因此，由于从电感器52处流经晶体管60并且流入电容器中的升压电流的第一部分的关系，VC1开始从点91处上升，而且电流-I第一绕组会开始提高，并且等于来自电感器52的升压电流中的第二部分。如上面结合图2至3所解释的，电流-I第一绕组为负向，因为其流经绕组44的方向与其在周期D1期间的方向相反；这便是曲线92为何会在图4的关系图的右下方象限中的原因。再者，为达到分析目的，本文还假设电感器52的电感器L2等于电感器50的电感器L1。
因为电压-VC1跨越第一级绕组44，所以电流-I第一绕组的大小继续提高。
在曲线92的点94处，-I第一绕组的大小开始超过来自于电感器52的升压电流。
所以，-I第一绕组的超额部分(其等于-I第一绕组的大小与流经电感器52的升压电流的大小之间的差值)由电容器62所提供，因而导致-VC1的大小开始下降。
为达到分析目的，本文假设延迟dd4够短而能够被忽略，使得在图3的时间t7处以及在图4的点96处，控制器30(图1)将信号S2转变成起作用的逻辑高电平并且将信号S4转变成不起作用的逻辑低电平，以导通晶体管56并关断晶体管60。
所以，因为电容器62与第一级绕组44隔离，电压-VC1保持在恒定的数值处；且因为两个晶体管54与56皆为导通，电流-I第一绕组会沿着图4的线段98快速地衰减至零，使得双向转换器18的状态返回图4的稳定点80，在稳定点80处电流-I第一绕组为零且电压-VC1不会改变。
在电感器52的电感L2远大于(例如：十倍或更大)第一级绕组44的泄漏电感Lk1的实施例中，可以在周期D3期间将电感器52建模成电流源。
所以，做此假设，可以显示出曲线92以及点94与96落在圆心100位于点(V2·TR,Z0I电感52)处而半径R1由下面公式所提供的圆之上：
Figure BDA00001770185100201
其中VC0为-I第一绕组=0时VC1在图4的点91处的数值。
而在线段98和半径R至点91之间的角度θ2由下面公式所提供：
Figure BDA00001770185100202
如上面所讨论的，在一实施例中，点91并未与点80重合，因为跨越第一级绕组44的电压必须在非零电流-I第一绕组开始流动前超过零。这是因为导通的晶体管64与70有效地将Lk1(图2)的右侧钳止于-V2·TR，以便让电流流经第一级绕组44，第一级绕组44的底侧上电压的大小必须大于V2·TR，即便仅大过一小数额(为清楚起见，图4中的数额可能被放大)。所以，例如：当晶体管60在延迟周期dd3的起点处导通而使得其不会达到ZVS的情况下，跨越电容器的电压VC1可能会在非零电流-I第一绕组开始流经第一级绕组44之前就提高至VC0+V2·TR。
在另一实施例中，点91实质上与点80重合。倘若晶体管60在时间t5处导通并且因而达到ZVS，则跨越晶体管60的体二极管的二极管压降可能会充分地提高第一级绕组44的底侧处的电压，使得非零电流-I第一绕组会在与电容器62开始充电的时间实质上相同的时间处(也就是，在与电压VC1开始提高的时间实质上相同的时间处)开始流动。所以在此实施例中，公式(1)与(2)会缩减为下面的公式。
Figure BDA00001770185100211
Figure BDA00001770185100212
在非零电流-I第一绕组在电容器62开始充电之前便开始流动的又一实施例中，点91可能会在线段98上的点80的下方(假设仅略低于点80)，在此情况中，角度θ2会保持等于零，当电容器62开始充电时(也就是，当VC1开始提高时)，半径R1会从在公式(7)中的数值处减少-I第一绕组的大小，而且此模式中的点91不同于上面所述模式中的点91(也就是，实际上会有两个点91)。倘若晶体管62在时间t5处导通，则此情形便可能会发生，而且跨越该晶体管的体二极管的电压会在体二极管开始进行传导之前便让非零电流-I第一绕组流动。
依然参考图4，从图中可以看出在升压模式中双向转换器18的占空比大于50%的地方，电流I第一绕组和电容器电压VC1的关系图会遵循“失真”的图形八，从点80开始到点91沿着曲线82到点86，从点86沿着线段88回到点80，从点80到点91并且沿着曲线92到点96，及从点96沿着线段98回到点80。在其它情况中(也就是在点91与点80重合的情况下，或是在点91在y轴中具有非零坐标的情况下)亦可显示一类似的平顺转变。所以，电流I第一绕组经由零电流点80平顺地从一方向转变为另一方向；结果，流经第二级绕组46的电流I第二绕组同样经由其零点平顺地转变。而且，如下面结合图6所讨论的，当功率传输的方向改变时，I第一绕组与I第二绕组的平顺转变亦可发生。
再次参考图2与3，现在要说明的是转换器18的实施例的降压操作模式，其中转换器的稳态占空比大于50%(也就是，S1与S2在切换周期中的超过50%时间中为高电平逻辑)，并且从转换器节点36传输功率至转换器节点34(也就是，从第二级22传输至第一级20)。在此操作模式中，第一转换器级20作为向电源/负载12(图1)提供功率(例如：充电)的降压转换器，而第二转换器级22工作为同步DC-AC转换器。如下面所讨论的，尽管功率传输的方向发生改变，但是对于占空比>50%的从节点34处传输功率至节点36期间，转换器级20与22的切换时序(例如：占空比)却可能和上面所述的至少大约相同。
在时间t1处，信号S1为不起作用的低电平，信号S2为起作用的高电平，信号S3从起作用的低电平转变成起作用的高电平，而信号S4为不起作用的低电平；所以，晶体管54为关断，晶体管56为导通，晶体管58从关断转变为导通，而晶体管60则为关断。再者，信号P2与P3从起作用的低电平转变成起作用的高电平，而信号P1与P4则为不起作用的低电平；所以，晶体管66与68从关断转变为导通，而晶体管64与70则为关断。
因为晶体管54与56在时间t0之前皆同时导通，所以为达到解释目的，本文将流经第一级绕组44的电流I第一绕组假设为零。类似地，流经第二级绕组46的电流Isecondtwinding同样会被假设为零。
因为当电流Isecondtwinding为零时晶体管66与68在时间t1处导通，所以相比于常规的双向转换器，晶体管66与68会达到至少近似ZCS，这可改善双向转换器18的效率。
当晶体管66与68导通时，电流-Isecondtwinding开始从电容器72处流出，经由晶体管66，经由第二级绕组46，并经由晶体管68，流回电容器72。
因为当电流-I第一绕组为零时晶体管58同样在时间t1处导通，所以晶体管58至少大约达到ZCS，这可以改善双向转换器18的效率。
替换地，晶体管66与68可遵照图3的虚线在时间t0处导通，使得电流-I第一绕组可在晶体管58导通前便开始流动。假设延迟周期dd1够长足以让晶体管58的体二极管开始进行传导，则取而代之是晶体管58可达到至少近似ZVS，这可改善双向转换器18的效率。
在周期D1期间，信号S1是不起作用的低电平，信号S2是起作用的高电平，信号S3是起作用的高电平，而信号S4是不起作用的低电平；所以，晶体管54为关断，晶体管56与58为导通，而晶体管60为关断。再者，信号P2与P3为起作用的高电平，而信号P1与P4是不起作用的低电平；所以，晶体管66与68为导通，而晶体管64与70为关断。
因为第二级绕组46会藉由导通的晶体管66与68而被连接跨越电容器72，所以跨越第二级绕组的电压实际上会被钳止于跨越电容器的电压V2。这也会将跨越第一级绕组44的电压钳止于V2乘上从第二级侧看见的变压器24的匝数比TR(其中匝数比为1:1，因此跨越第一级绕组44的电压同样被钳止于V2)。所以，这会限制跨越晶体管56与58的电压，且因而限制被施加至晶体管56与58的电压应力。结果是，相比于常规的双向转换器，这可以让双向转换器18包含较小的晶体管56与58。
刚开始在周期D1期间，大于-I第一绕组的降压电流会经由电感器50而流入转换器节点34中。所以来自电容器62的电流会流经晶体管58并且流经电感器50，用以补足-I第一绕组与降压电流之间的差值，从而对电容器进行放电并且导致VC1下降。
再者，放电电流流经电感器52与晶体管56，并流入转换器节点34中。
依然在周期D1期间，来自第一级绕组44的电流-I第一绕组会因为导通的晶体管66与68将来自电容器72的电压V2施加在跨越第二级绕组46上而变得越来越高。
在周期D1期间的某个时点处，电流-I第一绕组会超国流经电感器50的降压电流。所以，来自第一级绕组44的电流-I第一绕组中的第一超额部分会对电容器62进行充电，因而导致VC1提高；而电流-I第一绕组中的第二部分则会作为降压电流而流经电感器50。藉由控制双向转换器18的占空比，控制器30(图1)使得流过电感器50的降压电流具有用以调整电压V2的数值。也就是，控制器30会从电容器72“抽出”足够的电量用以让V2保持在所期望的电平处。
在时间t2处，S3、P2及P3从起作用的逻辑高电平转变成不起作用的逻辑低电平，从而关断晶体管58、66及68。或者，控制器30(图1)可在关断晶体管58(例如：在t3处)后略后处才关断晶体管66与68。于在情况中(且即使在前一个情况中)，-I第一绕组中流经导通的晶体管58的部分可能会在关闭的晶体管66与68以及关闭的晶体管58之间的延迟期间继续流经导通的晶体管58的体二极管。
在延迟周期dd2期间，因为流经电感器50的降压电流不会瞬间改变，所以降压电流中至少由电容器62先前所提供的部分现由晶体管54的体二极管来供应。周期dd2的持续长度可至少足以让晶体管54的体二极管开始传导。
同样在延迟周期dd2期间，电感放电电流会持续地从接地端处流出，并流经晶体管56与电感器52。
在时间t3处，控制器30将切换信号S1转变成起作用的高电平，从而导通晶体管54。但是，因为晶体管54的体二极管已经如上述进行传导，所以晶体管54会达到至少近似ZVS，这可以改善转换器18的效率。
接着，在周期D2期间，晶体管54与56两者皆为导通，从而将第一级绕组44的两个末端节点有效地连接在一起。倘若周期D2够长，则因泄漏电感Lk1所导致的流过第一级绕组44的电流-I第一绕组将会衰减至零，而且因此流过第二级绕组46的电流同样会衰减至零。如下面所讨论的，这可以让晶体管64与70达到至少近似ZCS。
接着，在时间t4处，控制器30会将信号S2转变成不起作用的低电平，并且因此关断晶体管56。
在延迟周期dd3期间，在晶体管56被关断前流经晶体管56的降压电流现在会流经晶体管56的体二极管。
在时间t4或t5处，控制器30会转变信号P1与P4，以导通晶体管64与70。因为没有任何电流流过该些晶体管，所以晶体管64与70会达到至少近似ZCS，这可以改善转换器18的效率。
在时间t5处，控制器30会将S4转变成起作用的高电平，并因此导通晶体管60。倘若控制器30在时间t4处已经将P1与P4转变成起作用的高电平，则(由流经第二级绕组46的电流I第二绕组所感生的)电流I第一绕组便会在到时间t5时流经晶体管60的体二极管，使得此晶体管会达到至少近似ZVS。或者，倘若控制器30在时间t5处将P1与P4转变成起作用的高电平，则晶体管60便会达到至少近似ZCS。在任一种情况中，转换器18的效率都可以获得改善。
在周期D3期间，信号S2为不起作用的低电平，信号S1为起作用的高电平，信号S4为起作用的高电平，而信号S3为不起作用的低电平；所以，晶体管54为导通，晶体管56与58为关断，而晶体管60为导通。再者，信号P2与P3为不起作用的低电平，而信号P1与P4为起作用的高电平；所以，晶体管66与68为关断，而晶体管64与70为导通。
所以，刚开始在周期D3期间，流经电感器52的降压电流会大于电流I第一绕组，且因此该降压电流会经由导通的晶体管60来对电容器62进行放电。
再者，在周期D3期间，电感放电电流会从接地端流出，流经晶体管54并且流经电感器50。
又，因为第二级绕组46会藉由导通的晶体管64与70而连接跨越电容器72，所以跨越第二级绕组的电压实际上会被钳止于跨越此电容器的电压V2处。这也会将跨越第一级绕组44的电压钳止于V2乘上变压器24的TR(匝数比为1:1，因此跨越第一级绕组44的电压同样会被钳止于V2)。所以，这会限制跨越晶体管56与58的电压，且因此限制被施加至晶体管56与58的电压应力。结果，相比于常规的双向转换器，这可以让双向转换器18包含较小的晶体管56与58。
依然在周期D3期间，流经第一级绕组44的电流I第一绕组会因来自于电容器72的电压V2被施加跨越第二级绕组46的关系而越来越高。
所以，当流经第一级绕组44的电流I第一绕组超国流经电感器52的降压电流时，与I第一绕组和流经电感器50的降压电流之间的差值相等的电流流经晶体管60并流入电容器62中，从而对电容器进行充电且提高VC1。随着周期D3期间的时间推移，流往电容器62的I第一绕组部分会增加。
在时间t6处，控制器30(图1)将信号S4从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关断晶体管60。
同样地，在时间t6处，控制器30也会将信号P1与P4从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关断晶体管64与70。或者，控制器30在时间t7之前不会关断晶体管64与70。
倘若电流I第一绕组在晶体管60关断之后在延迟周期dd4期间继续流动(例如：因为泄漏电感LK1的放电或是因为体管64与70依然导通的关系)，则超国流经电感器52的降压电流的一部分I第一绕组便会流经晶体管60的体二极管并且流入电容器62中。
类似地，倘若电流I第二绕组在晶体管64与70关断之后继续流动(例如：因为泄漏电感LK2的关系)，则I第二绕组便会流经晶体管66与68的体二极管。
再者，在延迟周期dd4期间，因为流经电感器52的降压电流不会瞬间改变，所以此电流会流经晶体管56的体二极管。周期dd4的持续长度可至少足够长以允许晶体管56的体二极管开始进行传导。
同样地，在延迟周期dd4期间，电感放电电流会从接地端流出，并流经晶体管54且流经电感器50。
在时间t7处，控制器30会将切换信号S2转变成起作用的高电平，从而导通晶体管56。但是因为晶体管56的体二极管已经遵照上述进行传导，所以晶体管56会达到至少近似ZVS，这可以改善转换器18的效率。
接着，在周期D4期间，晶体管54与56两者皆为导通，从而会将第一级绕组44的两个末端节点有效地连接在一起。倘若周期D4足够长，则因泄漏电感Lk1所导致的流过第一级绕组44的电流将衰减至零，而且因此，流过第二级绕组46的电流同样会衰减至零。这允许晶体管66与68达到至少近似ZCS(例如：在时间t8或t9处)，这可以改善转换器18的效率。
接着，在时间t8处，控制器30会将信号S1转变成不起作用的低电平，并且因此关断晶体管54。
接着，在时间t8或t9处，控制器30会将信号P2与P3转变成起作用的高电平以导通晶体管66与68，它们会依照上述达到至少近似ZCS。
在时间t9处，控制器30会将信号S3转变成起作用的高电平以便导通晶体管58，晶体管58达到至少近似ZVS(例如：倘若晶体管66与68在时间t8处导通)或ZCS(例如：倘若晶体管66与68在时间t9处导通)，这可以改善转换器18的效率。
接着，上面所述的循环会重复进行。
依然参考图2与3，亦可构想到上面所述的降压操作模式的替代实施例。例如：延迟周期dd1至dd5中的至少一个可被省略，不过，这可能会降低双向转换器18的效率。
图5是当双向转换器18的实施例操作在降压模式时，跨越图2的电容器62的电压VC1相对于流过图2的第一级变压器绕组44的电流I第一绕组的关系图。电压VC1沿x轴绘制；而电流I第一绕组则被数值Z0=1/C1缩放，并沿y轴绘制。
参考图2-3与5，重新讨论图1至2的双向转换器18的实施例在具有大于50%之占空比的降压模式中操作；但是，这一次讨论着眼于跨越电容器62的电压VC1以及流过第一级变压器绕组44的电流I第一绕组。如下面配合图6所讨论的，分析VC1及电流I第一绕组的操作会解释双向转换器18的实施例如何从一个方向上的功率传输平顺地转变到另一个方向上的功率传输。
如上面结合图2与3所讨论的，在时间t1(图3)处或是在时间t0处(时间t1之前的延迟时间dd1，且对应于图5的点110)，控制器30会将信号S3转变成起作用的逻辑高电平，用以导通晶体管58，并且为达到范例目的，假设电流I第一绕组会因为晶体管54与56在时间t0之前将第一级绕组44的末端节点有效耦合在一起的原因而为零。
在图3的周期D1期间（其对应于图5中的曲线112），电容器62开始放电，并且因此，VC1会因为从电容器经由晶体管58而流往电感器50的降压电流中的第一部分的关系而开始下降。
在点111处，电流-I第一绕组的大小开始增加并且等于流往电感器50的降压电流中的第二部分。在一实施例中，点111并未与点110重合，因为电压VC1在非零电流-I第一绕组开始流动之前便下降达数量VC02(为达到解释的目的，图5中可能放大VC02的大小)。如上面结合图4所讨论的，这是因为为了使得非零电流-I第一绕组流动将需要跨越泄漏电感Lk1的非零电压降。
在曲线112的点114处，-I第一绕组的大小开始超过流经电感器50的降压电流。
所以，-I第一绕组的超额部分(此超额部分是-I第一绕组的大小与流经电感器50的降压电流的大小之间的差值)经由晶体管58而流到电容器62，因而导致VC1开始提高(也就是，电容器62正在充电)。
为达到分析目的，本文假设延迟dd2足够短则能够被忽略，使得在图3的时间t3处以及在图5的点116处，控制器30(图1)会将信号S1转变成起作用的逻辑高电平并且将信号S3转变成不起作用的逻辑低电平，用以导通晶体管54，并且关断晶体管58。
所以，因为电容器62与电感器50隔离的关系，电压VC1会保持在恒定数值；且因为两个晶体管54与56皆为导通而将第一级绕组44的末端节点耦合在一起的关系，电流-I第一绕组会沿着图5的线段118快速地衰减至零，使得双向转换器18的状态返回图5的点110。
为达到解释目的，本文假设电感器50的电感L1远大于(例如：十倍或更大)第一级绕组44的泄漏电感Lk1，因此可在周期D1期间将电感50建模成一电流源(提供电流给转换器节点34)。
所以，做此假设，可以显示出曲线112以及点111、114、116落在圆心120位于(V2·TR,-Z0I电感50)处而半径R2由下面公式所提供的圆之上：
Figure BDA00001770185100281
其中如上面的讨论，VC02为当-I第一绕组=0时VC1在图5的点111处的数值。而线段118和半径R2至点111之间的角度θ3系由下面公式所提供：
( 10 ) , θ 3 = arctan V 2 · TR - V C 02 Z 0 I inductor 50
在另一实施例中，点111可能实质上与点110重合。例如：倘若晶体管58如上面所述地在时间t1处导通并且因而达到ZCS，则跨越晶体管54的体二极管的二极管压降可能会充分地提高跨越Lk1的电压降，使得非零电流-I第一绕组会在与电容器62开始放电的时间实质上相同的时间处(也就是，在与电压VC1开始下降的时间实质上相同的时间处)开始流动。所以在此实施例中，公式(9)与(10会缩减为下面的公式。
Figure BDA00001770185100283
在非零电流-I第一绕组在电容器62开始放电之前便开始流动的又一实施例中，点111可能在线段118上的点110的下方(假设仅略低于点110)，在此情况中，角度θ3会保持等于零，且当电容器62开始放电时(也就是，当VC1开始下降时)半径R会从公式(11)中的数值处减少-I第一绕组的大小。倘若晶体管58在时间t1处导通，则此情形便可能发生，且跨越晶体管54的体二极管的电压在晶体管58开始进行传导之前便让非零电流-I第一绕组流动。
依然参考图1至2与5且继续说明，在周期D2期间，流经第一级绕组44的电流-I第一绕组会保持为零，且因此，双向转换器18的操作条件会保持在图5的点110处。
接着，为达到分析目的，本文假设延迟dd3足够短则能够被忽略，使得在时间t5处，控制器30(图1)会将信号S2转变成不起作用的逻辑低电平并且将信号S4转变成起作用的逻辑高电平，因而关断晶体管56并且导通晶体管60。或者，控制器30可能会在时间t4处将信号S2转变成不起作用的逻辑低电平并且将信号S4转变成不起作用的逻辑高电平。
在周期D3期间（其对应于图5中的曲线122），电容器62开始放电，并因此VC1因为经由晶体管60从电容器流往电感器52的降压电流中的第一部分的关系而开始下降，且电流I第一绕组开始提高并且等于流往电感器52的降压电流中的第二部分。再者，为达到分析目的，本文假设电感器52的电感L2等于电感器50的电感L1。
因为电压V2跨越第二级绕组46，所以电流I第一绕组继续提高。
在曲线122的点124处，I第一绕组会开始超过流经电感器52的降压电流。
所以，I第一绕组的超额部分(其等于I第一绕组与流经电感器52的降压电流之间的差值)会被供应至电容器62，因而会导致VC1开始提高。
为达到分析目的，本文假设延迟dd4足够短则能够被忽略，使得在图3的时间t7处及在图5的点126处，控制器30(图1)会将信号S2转变成起作用的逻辑高电平并且将信号S4转变成不起作用的逻辑低电平，用以导通晶体管56并且关断晶体管60。
所以，因为电容器62与电感器50及52隔离，电压VC1保持在恒定数值；且因为两个晶体管54与56皆为导通，所以电流I第一绕组沿着图5的线段128快速衰减至零，使得双向转换器18的状态返回图5的稳定点110，其中电流I第一绕组为零且电压VC1不改变。
在电感器52的电感L2远大于(例如：十倍或更大)第一级绕组44的泄漏电感Lk1的实施例中，可在周期D3期间将电感器52建模成电流源(提供电流给节点34)。
所以，做此假设，可以显示出曲线122及点111、124、126落在圆心130位于(V2·TR,Z0I电感52)处而半径R2由下面公式所提供的圆之上：
Figure BDA00001770185100301
其中如上面所讨论的，VC02为当I第一绕组=0时，VC1在图5的点111处的数值。
而线段126和半径R2至图5的点111之间的角度θ4由下面公式所提供：
当晶体管56与60在实质上相同时间分别关断与导通的情况下，点111可能实质上与点110不重合。
在另一实施例中，点111可能实质上与点110重合。例如：倘若晶体管60如上面所述地在时间t5处导通且晶体管60因而达到ZCS，则跨越晶体管56的体二极管的二极管压降可能会充分提高跨越Lk1的电压降，使得非零电流I第一绕组会在与电容器62开始放电的时间实质相同的时间处(也就是，在与电压VC1开始下降的时间实质上相同的时间处)开始流动。所以，在该实施例中，公式(13)与(14)会缩减为下面的公式。
Figure BDA00001770185100303
Figure BDA00001770185100304
在非零电流I第一绕组在电容器62开始放电之前便开始流动的又一实施例中，点111可能会在线段128上的点110的上方(假设仅略高于点110)，在此情况中，角度θ4会保持等于零，而且当电容器62开始放电时(也就是，当VC1开始下降时)半径R2会从在公式(15)中的数值处减少I第一绕组的大小，而且实际上会有两个点111，如上面所讨论的；一个点在点110的上方且一个点在点110的下方。倘若晶体管60在时间t5处导通，则此情形亦可能会发生，而且跨越晶体管56的体二极管的电压会在晶体管60开始进行传导之前便让非零电流I第一绕组流动。
参考图5，从图中可以看出在降压模式中的双向转换器18(图2)的占空比大于50%的情况下，电流I第一绕组和电容器电压VC1的关系图会遵循“失真”的图形八，从点110开始到点111，沿着曲线112到点116，从点116沿着线段118回到点110，从点110到点111并且沿着曲线122到点126，以及从点126沿着线段128回到点110。所以，电流I第一绕组会经由零电流点110平顺地从其中一个方向转变为另一个方向；结果，流经第二级绕组46的电流I第二绕组同样会经由此零点平顺地转变。而且，如下面结合图6所讨论的，当功率传输的方向改变时，I第一绕组与I第二绕组的此平顺转变亦可能会发生。
图6为图4与5中的关系图的组合，并且示出图2的双向转换器18的一实施例响应于功率流动的方向改变而从降压模式转变成升压模式以及反向从升压模式转变成降压模式。为达范例目的，假设图2的电感器50与51的电感L1与L2大致相等。
可见，图2的转换器节点34与36之间的功率流动方向的任何改变总会导致该双向转换器18的状态通过零电流点80、110，于该处，流经第一级变压器绕组44与第二级变压器绕组46的电流I第一绕组与I第二绕组约为零。所以，功率流动方向之间的转变平顺，因为它们并不会造成或者不会试图造成变压器电流或电容器电压步阶变化。
例如：参考图1与6，假设***10是车辆***，(例如：油电混合式车辆)，电源/负载12与14为电池，而且在该车辆运动的任意时间处，马达/发电机16从电池14处吸取电流用以转动车轮；并且假设该双向转换器18沿着曲线82操作在升压模式中，用以从电池12处传输功率给电池14，以便将V2稳压在所希的电平处。
接着，假设车辆10的驾驶员进行刹车，而使得马达/发电机16开始提供电流给转换器节点36。
响应于此刹车动作，该双向转换器18通过沿着下面的路径从升压操作模式平顺地转变至降压操作模式来平顺地改变功率传输方向以对电池12充电：从曲线82，经由点86、126前进至线88，经过交越点80、110，经过点111，并且抵达曲线112。
参考图1至6，亦可以采用转换器18的替代实施例。例如，图中所示虽然相等，但是R1无需等于R2，|VC01|无需等于|VC02|，且因此，θ1–θ4的大小无需相等；即使这些不相等条件中的一个或多个条件存在，仍可以在该切换循环中的各部分之间平顺转变以及从一个模式平顺转变到另一个模式。再者，甚至对于每个半圆，这些参数都可能不相等。例如，曲线82的R1可能与曲线92的R1不同，因此曲线82的VC01可能与曲线92的VC01不同，而且θ1可能与θ2不同；类似地，曲线122的R2可能与曲线112的R2不同，因此曲线122的VC02可能与曲线112的VC02不同，而且θ3可能与θ4不同。再次强调，即使这些不相等条件中的一或多个条件存在，仍可以在该切换循环中的各部分之间平顺转变以及从一个模式平顺转变到另一个模式。
图7是在转换器的占空比小于50%以及信号时序(例如占空比)可以与功率流动的方向无关的情况下，图2转换器18的实施例的信号S1至S4及P1至P4的时序图。如上面配合图2与3所讨论的实施例，占空比虽然被定义为S1切换周期的高电平部分和全部S1切换周期的比值，但是在其它实施例中亦可有不同的定义。
参考图2与7，讨论转换器18的实施例的操作模式，其中该转换器的稳态占空比小于50%且会将功率从转换器节点34传输至转换器节点36(也就是，从第一转换器级20至第二转换器级22)。于此操作模式中，该第一转换器级20充当升压转换器，而第二转换器级22充当同步全波整流器。再者，延迟周期ddx是与占空比无关的固定持续时间且可由该控制器30来产生，以便使至少一些晶体管至少达到如下述的近似零电压切换(ZVS)或零电流切换(ZCS)。相反，周期Dx则取决于占空比。此外，延迟周期ddx、周期Dx、及时间tx皆未必对应于图3的延迟周期ddx、周期Dx、及时间tx。
在时间t1处，信号S1为不起作用的低电平，信号S2为不起作用的低电平，信号S3从不起作用的低电平转变成起作用的高电平，而信号S4为起作用的高电平；所以，晶体管54与56为不导通，晶体管58导通，而晶体管60为导通。再者，信号P1与P4从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，而信号P2与P3则为不起作用的低电平；所以，晶体管64与70从导通转变为不导通，而晶体管66与68则为不导通。或者，信号P1与P4可以在时间t0处从起作用的高电平转变成不起作用的低电平。
因为在晶体管58开启导通之前晶体管54已经不导通至少一段延迟时间dd1，所以从电感器50处流出的升压电流中的至少一部分会流经晶体管58的体二极管。
所以，当晶体管58开启导通时，会达到至少近似ZVS。
另外，不论晶体管64与70在时间t0处或是在时间t1处关闭不导通，流经第二级绕组46的任何残余电流-I第二绕组(例如：因为泄漏电感LK2或LK1)可以经由该些晶体管的体二极管而消耗。
在周期D1期间，信号S1与S2是不起作用的低电平，而信号S3与S4是起作用的高电平；所以，晶体管54与56为不导通，而晶体管58与60为导通。再者，信号P1至P4皆为不起作用的低电平；所以，晶体管64至70皆为不导通。参考图3，当双向转换器18的占空比大于50%时，信号P1与P4通常具有和S4相同的电平，而信号P2与P3通常具有和S3相同的电平。但是倘若在转换器18的占空比小于50%的情况中，可能存在P1至P4同时全部为起作用的高电平的周期，这会导致所有晶体管64至70同时导通，因而使电容器72短路。所以，为防止发生此情形，控制器30可以确保在P2与P3为起作用的高电平的同时P1与P4不会为高电平。例如，控制器30可以在S3与S4两者为起作用的高电平时强制P1至P4为不起作用的低电平(下文中会结合图8A说明用于实现此功能的重迭保护电路实施例)。
所以，来自电感器50与52的升压电流经由导通的晶体管58与60来对电容器62充电。
此外，因为该第一级绕组44的端节点经由导通的晶体管58与60被连接在一起，所以流经第一级绕组44与第二级绕组46的电流I第一绕组与I第二 绕组会衰减至零。
在时间t2处，信号S4转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管60使其不导通。先前从电感器52经由晶体管60流入电容器62中的任何升压电流现在流经晶体管60的体二极管。因为跨第一级绕组44的电压不会大于约0.7V，所以电流-I第一绕组与I第二绕组相对较小，例如：零。
同样，在时间t2处，信号P2与P3转变成起作用的高电平，从而开启晶体管66与68使它们导通，它们达到至少近似ZCS。或者，信号P2与P3可以转变成起作用的高电平，从而在时间t3处开启晶体管66与68使它们导通，并且依然达到至少近似ZCS。
在时间t4处，信号S2转变成起作用的高电平，因而开启晶体管56使其导通，其达到至少近似ZCS。
在周期D2期间，导通的晶体管56与58将跨第一级绕组44的电压钳止于VC1处，因此，这也将跨第二级绕组46的电压钳止于VC1乘上从第一级侧看见的变压器24的匝数比TR。
最初在周期D2期间，来自电感器50的升压电流大于I第一绕组，因此升压电流中的超额部分继续流经晶体管58并且流入电容器62中，因而提高VC1。
但是，因为导通的晶体管56与58钳止跨第一级绕组44的VC1，所以电流I第一绕组随着周期D2期间的时间推移而增加。
所以，在周期D2期间的后续时间处，I第一绕组超越来自电感器50的升压电流。因此，I第一绕组中的超额部分(其等于来自电感器50的升压电流与I第 一绕组之间的差)由电容器62来提供，因而导致VC1下降。
同样，在周期D2期间，充电电流经由电感器52与晶体管56流到接地。
在时间t4处，信号S2从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管56使其不导通。
再者，在时间t4处或是在时间t5处，信号P2与P3从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管66与68使它们不导通。
在延迟周期dd3期间，经过电感器52的升压电流(其在周期D2期间流经晶体管56)现在流经晶体管60的体二极管。周期dd3的持续时间可以至少足以让晶体管60的体二极管开始进行传导。
在时间t5处，信号S4从不起作用的低电平转变成起作用的高电平，因而开启晶体管60使其导通。因为来自电感器52的升压电流已经流经晶体管60的体二极管，所以此晶体管达到至少近似ZVS。
在周期D3期间，来自电感器50与52的升压电流会经由导通的晶体管58与60来对电容器62充电。
再者，因为第一级绕组44的端节点通过导通的晶体管58与60被连接在一起，所以流经第一级绕组44与第二级绕组46的电流I第一绕组与I第二绕组衰减至近似零。
在时间t6处，信号S3转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管58使其不导通。先前经由晶体管58从电感器50流入电容器62中的任何升压电流现在流经该晶体管58的体二极管。因为跨第一级绕组44的电压不会大于约0.7V，所以电流I第一绕组与I第二绕组相对较小或者为零。
同样，在时间t6处，信号P1与P4转变成起作用的高电平，从而开启晶体管64与70使它们导通，它们达到至少近似ZCS。或者，信号P1与P4可以在时间t7处转变成起作用的高电平，从而开启晶体管64与70使它们导通，并且依然达到至少近似ZCS。
在时间t7处，信号S1转变成起作用的高电平，因而开启开关54，其达到至少近似ZCS。
在周期D4期间，导通的晶体管54与60将跨第一级绕组44的电压钳止于-VC1处，因此这也将跨第二级绕组46的电压钳止于-VC1乘上从该第一级侧看见的变压器24的匝数比TR。
最初在D4期间，来自电感器52的升压电流大于-I第一绕组，因此升压电流中的超额部分会继续流经晶体管60并且流入电容器62中，因而会提高VC1。
但是，因为导通的晶体管54与60钳止跨第一级绕组44的-VC1，所以电流-I第一绕组的幅度会随着周期D4期间的时间推移而增加。
所以，在D4期间的后续时间处，-I第一绕组的幅度超越来自电感器52的升压电流。因此，-I第一绕组中的超额部分(等于来自电感器52的升压电流与-I第一绕组的幅度之间的差)由电容器62来提供，因而导致VC1下降。
另外，在周期D4期间，充电电流经由电感器50与晶体管54流到接地。
在时间t8处，信号S1从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管54使其不导通。
接着，上面所述的循环会重复进行。
再次参考图2与7，现在描述转换器18的实施例的操作模式，其中转换器的稳态占空比小于50%且将功率从转换器节点36传输至转换器节点34(也就是，从第二转换器级22至第一转换器级20)。于此操作模式中，第一转换器级20充当降压转换器，而第二转换器级22充当DC-AC转换器。如下面的讨论，相较于常规转换器，图7的切换序列允许双向转换器18中的至少一些晶体管达到至少近似ZVS或ZCS，其可改善转换器的效率。
在时间t1处，信号S1为不起作用的低电平，信号S2为不起作用的低电平，信号S3从不起作用的低电平转变成起作用的高电平，而信号S4为起作用的高电平；所以，晶体管54与56为不导通，晶体管58会开启导通，而晶体管60则为导通。再者，信号P1与P4从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，而信号P2与P3则为不起作用的低电平；所以晶体管64与70从导通转变为不导通，而晶体管66与68则为不导通。或者，信号P1与P4可以在时间t0处从起作用的高电平转变成不起作用的低电平。
因为没有任何电流流经晶体管58或其体二极管，所以该晶体管58达到至少近似ZCS。
另外，不论晶体管64与70系在t0处或是在t1处关闭不导通，仍流经第二级绕组46的任何电流I第二绕组可以经由晶体管66与68的体二极管而消耗。
在周期D1期间，信号S1与S2为不起作用的低电平，而信号S3与S4为起作用的高电平；所以，晶体管54与56为不导通，而晶体管58与60为导通。再者，信号P1至P4皆为不起作用的低电平；所以，晶体管64至70皆为不导通。参考图3，当双向转换器18的占空比大于50%时，信号P1与P4通常具有和S4相同的电平，而信号P2与P3通常具有和S3相同的电平。但是倘若在转换器18的占空比小于50%的情况中，可能一些周期期间的P1至P4同时全部为起作用的高电平，这导致所有晶体管64至70同时导通，因而使电容器72短路。所以，为防止发生此情形，控制器30可确保在和P2与P3为起作用的高电平的同时处P1与P4不会为起作用的高电平。例如，控制器30可在S3与S4两者为起作用的高电平时强制P1至P4为不起作用的低电平(下文中结合图8B说明用于实现此重迭保护功能的电路实施例)。
所以，电容器62通过导通的晶体管58与60来放电，用以将流经电感器50与52的降压电流提供给节点34。在此状态中，第一转换器级20工作为电流乘法器(current multipler)(在本实施例中，为电流倍增器(currentdoubler))。
又，因为该绕组44的末端节点藉由导通的晶体管58与60被连接在一起，所以流经绕组44与46的电流I第一绕组与I第二绕组会衰减至基本为零。
在时间t2处，信号S4转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管60使其不导通。先前从该电容器62通过该晶体管60流入该电感器52中的任何降压电流现在流经该晶体管56的体二极管。
另外，在时间t2处，信号P2与P3转变成起作用的高电平，从而开启晶体管66与68使它们导通，它们至少达到约ZCS。作为替代，信号P2与P3可转变成起作用的高电平，从而在时间t3处开启晶体管66与68使它们导通。在此替代情况中，因为电压VC1大致是跨越该第一级绕组44(通过该晶体管58以及晶体管54的体二极管)两端的，所以电流-I第一绕组可开始流经该第一级绕组，由此电流I第二绕组可开始流经该第二级绕组46。然而，I第二 绕组将流经该等晶体管66与68的体二极管。致使当它们开启导通时将至少达到约ZVS。
在时间t3处，信号S2转变成起作用的高电平，从而开启开关56，其因为电感器52的降压电流依照以上描述流经它的体二极管而至少达到约ZVS。
在周期D2期间，导通的晶体管66与68将跨越第二级绕组46的电压固定于V2处，因此这也将跨越第一级绕组44的电压固定于V2乘上－从第二级侧看见的变压器24的匝数比TR。
刚开始在周期D2期间，流经电感器50的降压电流大于-I第一绕组，因此降压电流中的超额部分继续流经该晶体管58并且使该电容器62放电，从而降低VC1。
但是，因为导通的晶体管66与68固定跨越该第一第二级绕组46的V2，所以电流-I第二绕组与-I第一绕组在周期D2期间随着时间推移而增加。
所以，在周期D2期间的后续时间处，-I第一绕组超越流入电感器50中的降压电流。因此-I第一绕组中的超额部分(等于流入电感器50中的降压电流与-I第一绕组的大小之间的差异)流入电容器62中，从而导致VC1提高。
另外，在周期D2期间，一放电电流从接地处流经晶体管56与电感器52。
在时间t4处，信号S2从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管56使其不导通。
再者，在时间t4或t5处，信号P2与P3从起作用的高电平转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管66与68使它们不导通。
在延迟周期dd3期间，流经电感器52的降压电流(其在周期D2期间流经晶体管56)现在流经晶体管56的体二极管。作为替代，晶体管56的关闭不导通可延迟到时间t5，以便缩短降压电流流经此晶体管之体二极管的时间量，这可改善转换器18的效率。
在时间t5处，信号S4从不起作用的低电平转变成起作用的高电平，因而开启晶体管60使其导通。因为没有任何电流流经晶体管60或是它的体二极管，所以此晶体管至少达到约ZCS。
在周期D3期间，流入电感器50与52的降压电流通过导通的晶体管58与60使电容器62放电。所以，在此状态中，第一转换器级20工作为电流乘法器。
再者，因为第一级绕组44的末端节点藉由导通的晶体管58与60被耦合在一起，所以电流-I第一绕组与-I第二绕组衰减至基本为零(电流-I第二绕组可经由晶体管64与70的体二极管而衰减)。
在时间t6处，信号S3转变成不起作用的低电平，从而关闭晶体管58使其不导通。先前从电容器62处通过晶体管58流入电感器50中的任何降压电流现在流经晶体管54的体二极管。
另外在时间t6处，信号P1与P4转变成起作用的高电平，从而开启晶体管64与70使它们导通，它们至少达到约ZCS。作为替代，信号P1与P4可以在时间t7处转变成起作用的高电平，从而开启晶体管64与70使它们导通。在此替代例中，因为电压VC1是跨越该第一级绕组44(通过晶体管60及晶体管54的体二极管)两端的，所以电流-I第一绕组可开始流经第一级绕组，且由此电流-I第一绕组可开始流经第二级绕组46。然而，-I第二绕组将流经晶体管64与70的体二极管，致使当它们在时间t7处开启导通时将至少达到约ZVS。
在时间t7处，信号S1转变成起作用的高电平，因而开启开关54，其因流入电感器50之中的降压电流依照以上描述流经它的体二极管而至少达到约ZVS。
在周期D4期间，导通的晶体管64与70将跨越第二级绕组46的电压固定于V2处，因此，这也将跨越第一级绕组44的电压固定于V2除以从第二级侧看见的变压器24的匝数比TR。
刚开始在周期D4期间，流入电感器52中的降压电流大于I第一绕组，因此降压电流中的超额部分继续从电容器62处流经晶体管60，从而降低VC1。
但是，因为导通的晶体管64与70固定跨越第二级绕组46的V2，所以电流I第二绕组的大小在周期D4期间随着时间推移而增加，而由此电流I第一绕组的大小在周期D4期间也随着时间推移而增加。
所以，在周期D4期间的后续时间处，I第一绕组的大小会超越流入电感器52中的降压电流。因此，I第一绕组中的超额部分(其等于流入电感器52中的降压电流与I第一绕组的大小之间的差异)流入(也就是，充电)电容器62中，从而导致VC1提高。
在时间t8处，信号S1从起作用的高电平转变成起作用的低电平，因而关闭晶体管54使其不导通。
再者，在时间t8或t9处，晶体管64与70关闭不导通。
作为替代，控制器30可以在时间t9处将信号S1转变成不起作用的低电平，以便缩短电感器50之降压电流流经晶体管54之体二极管的时间。
接着，上面所述的循环会重复进行。
依然参考图2与7，当按小于50%的占空比操作时，双向转换器18可提供类似于前述结合图3所述的按大于50%之占空比操作的优点，例如：每一晶体管在控制器30对其进行切换时至少达到约ZVS或ZCS；将绕组44与46的电压分别固定于VC1与V2；并且在功率流动方向之间进行平顺转变的方式类似于前述结合图6的方式。
依然参考图2与7，亦可以构想按小于50%的占空比进行操作的替代实施例。例如：倘若不需要用到延迟周期ddx中任何一者仍可让晶体管中的一个或多个至少达到约ZVS或ZCS，则可省略该延迟周期。再者，例如：可调节信号S1至S4及P1至P4中一个信号的时序，用以改善转换器18的效率。
再次参考图2、3及7，双向转换器18亦可按约50%的占空比进行操作。在此操作模式中，信号S1与S2之间的重迭很小或为零，信号S3与S4之间的重迭亦然。结果，晶体管54至60中的一个或多个可能无法达到至少约ZVS，且流经绕组44与46的电流I第一绕组与I第二绕组可能没有充分的时间衰减至基本为零，而在此情况中，晶体管64至70中的一个或多个可能无法达到至少约ZCS。但，至少在大部分的情况中，以其他方式已经衰减至基本为零的流经绕组46的电流I第二绕组允许晶体管64至70至少达到ZVS。然而，可以相信，在大部分的应用中，与总的操作时间相比，转换器18按约50%占空比进行操作的时间量相对较小；所以可以相信，即使转换器18在某些周期期间按约50%的占空比进行操作，其总体操作效率仍可高于传统的双向转换器。
图8A与8B是图2中转换器级20与22以及变压器24的示意图，以及由图1之控制器30、电流读出电路150、以及图1的电源/负载12与14所组成的一实施例，其中这些电源负载为电池。
控制器30包含用以产生切换信号S1至S4及P1至P4的控制电路***152，且控制器还可包含电流读出电路150。
在电流读出电路150的操作中，变压器154将流经变压器24之第一级绕组44的电流I第一绕组耦合至桥接器156与分压器158，分压器158产生的电压VI读出与流经第一级绕组44的电流成正比并且具有两倍的切换频率(也就是，切换信号S1至S4及P1至P4中任何一者的频率的两倍)。
在马达/发电机16(图1)工作为马达或是产生相对较小的输出电流的操作模式期间，在控制电路***152运行中，PID电路160依照惯例会藉由从来自电压控制回路的电压V反馈中产生误差信号V误差来提供补偿，其中V反馈是由分压器162产生的，和V2成正比，而电容器164及电阻器166与168则设定电流控制回路的补偿。比较器170将V误差与外部提供的信号V外 部斜波进行比较(V外部斜波可以是PWM斜坡信号，图1的控制器30可依下述方式从该信号中产生信号S1至S4及P1至P4)，且响应于比较结果来产生PWM控制信号。第一逻辑电路172响应于PWM控制信号来产生切换信号S1至S4，而第二逻辑电路174则响应于信号S3与S4来产生切换信号P1至P4，致使P1和P4与P2和P3的重迭很少甚至没有重迭(防止此重迭可防止V2直接连接至例如接地)。
在马达/发电机16(图1)产生中等电流量(其导致放大器176的“-”输入高于参考电压V参考1)的升压操作模式期间，在控制电路***152运行中，放大器176下拉比较器170的反向输入节点，以降低PWM控制信号的占空比，且因而降低S1与S2的占空比。此动作会让双向转换器18对V2相对急骤但相对适度的增加作出相对快速的反应，以便通过将来自马达/发电机16处的超额充电电流(不需用于对电池14充电的电流)传输给电池12来以调整的方式保持V2。
在马达/发电机16(图1)产生相以较高电压量(其会导致V反馈高于参考电压V参考2)的升压操作模式期间，在控制电路***152运行中，放大器178会下拉比较器170的反向输入节点，以降低该PWM控制信号的占空比，且因而降低S1与S2的占空比。此动作会让双向转换器18对电压V2相对急骤并且显著的增加作出相对快速的反应，以便通过将来自马达/发电机16的超额充电电流(不需要用于对电池14充电的电流)传输给电池12来以调整的方式稳压保持V2。
再者，限流电路182可防止流入或流出转换器节点36的电流超过最大安全值。限流电路182还可将用以对电池14充电的电流限制为最大安全值。
在降压操作模式期间，控制电路152可以类似方式操作，但是却提高S1与S2的占空比。
可以控制器30构想(及电流读出电路150，倘若不为控制器的一部分)的替代实施例。例如：控制器30中任何数量的组件皆可被设置在相同或不同的集成电路(IC)上，且该些IC中的至少一个可还可包含转换器18中其它组件中的至少一个(例如：晶体管54至60及64至70中的一个或多个)。例如：至少可将比较器170、逻辑电路172、及放大器176设置在
Figure BDA00001770185100411
ISL6742电源控制器IC上。
图9是双向转换器190的一实施例的示意图，其中相同的标号表示和图2中双向转换器18相同的组件。转换器190和转换器18类似，但图2中的第二转换器级22被电压倍增级192所取代，与转换器18相比，电压倍增级192有效地倍增了转换器190的升压与分压能力。
电压倍增级192和图2的第二转换器级22类似，但第二转换器级22中的晶体管66与70被电容器194与196所取代(作为替代，晶体管66与70可保留而晶体管64与68则可被电容器取代)。该级192的一潜在好处是不必提高变压器24的匝数比便可达到较高的升压比或降压比。
在操作中，除了下面所述差异之外，转换器190的一实施例的操作方式与前述结合图2至7所述的图2中转换器18的一实施例类似，其中为了例示，本文假设电容器194与196具有大致相同的电容。
在转换器190从转换器节点34将功率传输至转换器节点36的升压操作模式期间(例如：由电池12对图1的电池14充电)，在切换周期的第一部分中(例如：图3的周期D3)，控制器30产生P1起作用的高电平以及P3不起作用的低电平，用以开启导通晶体管64并且关闭不导通晶体管68，致使电流-I第二绕组将电容器194充电至一电压，该电压约等于VC1乘以从第一级侧看见的变压器24的匝数比TR。类似地，在切换周期的第二部分中(例如：图3的周期D1)，控制器30产生P1不起作用的低电平以及P3起作用的高电平，用以关闭不导通晶体管64并且开启导通晶体管68，致使电流I第二绕组将电容器196充电至一电压，该电压大约等于VC1乘以变压器24的匝数比。
所以，在升压操作模式期间，转换器190产生V2≈2VC1乘以(变压器24的匝数比)，对相同的VC1数值来说，倍增了图2中转换器18所产生的V2的数值。所以，对相同的V2数值来说，与转换器18中变压器24的匝数比相比，转换器190可将变压器24的匝数比缩减高达1/2。
在转换器190从转换器节点36传输功率至转换器节点34的降压操作模式期间(例如：由电池14或利用马达/发电机16对图1的电池12充电)，在切换周期的第一部分中(例如：图3的周期D3)，该控制器30产生P1起作用的高电平及P3不起作用的低电平，以开启导通晶体管64且关闭不导通晶体管68，致使导通的晶体管64跨越变压器的第二绕组46与电容器194耦合。所以，跨越第二级绕组46的电压被固定为约V2/2，而跨越变压器之第一级绕组44的电压则被固定为约(V2/2)乘上(变压器24的匝数比)。类似地，在切换周期的第二部分中(例如：图3的周期D1)，控制器30产生P1不起作用的低电平及P3起作用的高电平，以关闭不导通晶体管64且开启导通晶体管68，致使导通的晶体管68跨越变压器的第二级绕组46与电容器196耦合。所以，跨越第二级绕组46的电压再次被固定为约V2/2，而跨越第一级绕组44的电压则再次被固定为约V2/(2乘以(从第二级侧看见的变压器24的匝数比))。
所以，在降压操作模式期间，转换器190产生VC1≈V2/(2乘以(变压器24的匝数比))，对相同的V2数值来说，其为图2中转换器18所产生的VC1的一半数值。所以对相同的V2数值来说，与转换器18中变压器24的匝数比，转换器190可让变压器24的匝数比缩减高达1/2。
依然参考图9，可构想双向转换器190的替代实施例。例如：可将上面针对图2与8A之双向转换器18所讨论的实施例中的一或多个实施例应用于转换器190。
图10是具有N个相位的双向转换器200的一实施例的示意图，其中N可大于2，且相同的标号分别表示和图2与图9之双向转换器18与190相同的组件。与双向转换器18与190相比，转换器200可以在电压V1与V2上产生较小的涟波，而且对于一给定的输出/输入电流，可具有较小的每相电流。此N相结构可以是高功率应用的一种令人期待的候选结构。
转换器200包含第一转换器级202、第二转换器级204、及多个变压器241至24N/2。
第一级202包含电容器62以及数个双相子级206，每一个双相子级各自的布局与操作分别类似于图2中第一转换器级20的布局与操作。
第二转换器级204包含N/2个半桥接器，每一个半桥接器皆由相应成对的晶体管641至64N/2与681至68N/2，以及电容器72所构成。
变压器241至24N/2可以具有各自的芯；或者可以共享一个共同的芯。
可构想双向转换器200的替代实施例。例如：第二级204可以包含电压乘法器，例如：与由图9之电容器194与196所构成的电压倍增器类似的电压倍增器。再者，等晶体管64与68中的一个或多个可由二极管来取代。
从前文中将明白，本文虽已针对解释目的描述了特定的实施例；但仍可进行各种修正而不偏离本发明的精神与范畴。再者，当本文为特殊实施例描述一替代例时，即使没有明确提及，此替代例亦可应用于其它实施例。

Claims (24)

1.一种双向转换器，其包括：
第一转换器节点与第二转换器节点；
变压器，具有第一绕组与第二绕组；
第一级，耦合在所述第一转换器节点与所述变压器的第一绕组之间；以及
第二级，具有耦合至所述第二转换器节点的第一节点，具有耦合至所述变压器的第二绕组中的节点的第二节点，具有滤波器节点，当电流流出所述第二转换器节点时可工作为升压转换器，而且当电流流出所述第一转换器节点时可工作为降压转换器。
2.如权利要求1所述的双向转换器，其中所述变压器的第一绕组仅包括第一节点与第二节点。
3.如权利要求1所述的双向转换器，其中所述变压器的第二绕组仅包括第一节点与第二节点。
4.如权利要求1所述的双向转换器，其中所述变压器的第一绕组具有和所述变压器的第二绕组大约相同的圈数。
5.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
其中所述第一级包括半桥接器电路，所述半桥接器电路被耦合在所述第一转换器节点与所述参考节点之间并且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组。
6.如权利要求5所述的双向转换器，其中所述半桥接器电路包括：
第一晶体管，被耦合在所述第一转换器节点与所述中间节点之间；以及
第二晶体管，被耦合在所述中间节点与所述参考节点之间。
7.如权利要求5所述的双向转换器，其中所述半桥接器电路包括：
第一二极管，被耦合在所述第一转换器节点与所述中间节点之间；以及
第二二极管，被耦合在所述中间节点与所述参考节点之间。
8.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
其中所述第一级包括：
第一半桥接器电路，被耦合在所述第一转换器节点与所述参考节点之间且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组的第一节点；及
第二半桥接器电路，被耦合在所述第一转换器节点与所述参考节点之间且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组的第二节点。
9.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
其中所述第一级包括：
第一半桥接器电路，被耦合在所述第一转换器节点与所述参考节点之间且具有中间节点，所述中间节点被耦合至所述变压器的第一绕组的第一节点；
第一电容器，被耦合在所述第一转换器节点与所述变压器的第一绕组的第二节点之间；及
第二电容器，被耦合在所述参考节点与所述变压器的第一绕组的所述第二节点之间。
10.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
其中所述第二级包括：
电感器，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点并且具有第二节点；
第一切换器，被耦合在所述参考节点与所述电感器的第二节点之间；及
第二切换器，被耦合在所述滤波器节点与所述电感器的第二节点之间。
11.如权利要求10所述的双向转换器，其中第一切换器与第二切换器分别包括第一晶体管与第二晶体管。
12.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
其中所述第二级包括：
第一电感器，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点并且具有第二节点；
第二电感器，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点并且具有第二节点；
第一切换器，被耦合在所述参考节点与所述第一电感器的第二节点之间；
第二切换器，被耦合在所述滤波器节点与所述第一电感器的第二节点之间；
第三切换器，被耦合在所述参考节点与所述第二电感器的第二节点之间；及
第四切换器，被耦合在所述滤波器节点与所述第二电感器的第二节点之间。
13.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
滤波器，被耦合在所述滤波器节点与所述参考节点之间。
14.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
电容器，被耦合在所述滤波器节点与所述参考节点之间。
15.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
参考节点；以及
电容器，被耦合在所述第一转换器节点与所述参考节点之间。
16.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括控制器，所述控制器被耦合至所述第一级与所述第二级。
17.如权利要求1所述的双向转换器，进一步包括：
封装；以及
其中所述第一转换器节点以及所述第二转换器节点、所述变压器、所述第一级及所述第二级皆被设置在所述封装中。
18.一种***，其包括：
双向转换器，其包括：
第一转换器节点与第二转换器节点；
变压器，其具有第一绕组与第二绕组；
第一级，其被耦合在所述第一转换器节点与所述变压器的第一绕组之间；及
第二级，具有被耦合至所述第二转换器节点的第一节点，具有被耦合至所述变压器的第二绕组中的节点的第二节点，具有滤波器节点，当电流流出所述第二转换器节点时可工作为升压转换器，且当电流流出所述第一转换器节点时可工作为降压转换器；
滤波器，被耦合至所述滤波器节点；以及
控制器，被耦合至所述第一级与所述第二级。
19.如权利要求18所述的***，其进一步包括：
参考节点；以及
电池，被耦合在所述第一转换器节点与所述参考节点之间。
20.如权利要求18所述的***，其进一步包括：
参考节点；以及
电池，被耦合在所述第二转换器节点与所述参考节点之间。
21.如权利要求18所述的***，其进一步包括发电机，所述发电机被耦合至所述第一转换器节点。
22.如权利要求18所述的***，其进一步包括负载，所述负载被耦合至所述第一转换器节点。
23.如权利要求18所述的***，其进一步包括马达，所述马达被耦合至所述第一转换器节点。
24.如权利要求18所述的***，其进一步包括：
车辆车轮；以及
马达/发电机，被机械耦合至所述车轮并且被电耦合至所述第一转换器节点。
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