WO2012093423A1

WO2012093423A1 - 非接触充電システムの給電装置

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Publication number: WO2012093423A1
Application number: PCT/JP2011/001901
Authority: WO
Inventors: 秀樹定方; 藤田　篤志
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2011-01-06
Filing date: 2011-03-30
Publication date: 2012-07-12

Abstract

　非接触給電装置に、力率改善を行って直流電圧を出力する力率改善回路３と、力率改善回路３の出力端に接続される電解コンデンサ１８と、複数のスイッチング素子１９，２０，２４，２６を有し電解コンデンサ１８の電圧を電源として交流信号を発生するインバータ回路４と、インバータ回路４の出力端に接続される第１の共振コンデンサ６及び第１のインダクタ７と、給電装置制御回路１３とを設けた。また、受電装置に給電するに際し、第１のインダクタ７を受電装置の第２のインダクタ８に対向させ、給電装置制御回路１３は、インバータ回路４の出力に基づいて、複数のスイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電時間及び駆動周波数の少なくとも一つを変化させるようにした。

Description

非接触充電システムの給電装置

　本発明は、例えば電気推進車両（電気自動車やハイブリッド車）などに搭載される二次電池に非接触で充電する非接触充電システムにおける給電装置に関する。

　非接触で電力伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されており、このような非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する電線が不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省けたり、雨天時などの漏電や感電の心配がなくなったりする。

　ところで、非接触電力伝送では、例えば高効率化のため、給電装置と受電装置との位置関係が重要となる。この問題に対処するため、従来、給電装置及び受電装置のそれぞれに交流信号を共振させる共振部を備えることで、給電装置と受電装置との位置関係の制約を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

　しかしながら、特許文献１に記載の技術の場合、給電装置から出力される給電電力には商用周波数成分が重畳することから、給電装置の出力には商用周波数成分の電流リプルあるいは電圧リプルが発生し、電解コンデンサの寿命が短くなるなどの課題がある。

　そこで、直列接続された４段の回路からなる三つの列回路（コンバータ）を複数の平滑コンデンサを共有して並列接続し、各列回路毎に位相を２π／３（rad）ずらして各列回路を駆動し、複数の平滑コンデンサへの充放電電流を列回路間で融通し合うことにより、電圧リプルを低減するようにしたものも提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特開２００９－２９６８５７号公報特開２００８－２６３７１５号公報

　特許文献２に記載の構成の場合、電圧リプルを低減することはできるものの、列回路（コンバータ）を複数必要とすることから、給電装置の部品点数が多く、給電装置の大型化やコストアップを招き、給電損失が増加するという問題がある。

　本発明は、従来技術の有するこのような問題点に鑑みてなされたものであり、給電装置の出力における商用周波数成分の電流・電圧リプルを低減できるばかりでなく、給電装置の部品点数を少なくして給電装置の小型化あるいはコストダウンを図ることができ、給電損失を極力低減することができる非接触充電システムの給電装置を提供することを目的としている。

　上記目的を達成するために、本発明は、受電装置に非接触で給電を行う給電装置であって、力率改善を行って直流電圧を出力する力率改善回路と、力率改善回路の出力直流電圧が与えられると、電荷を蓄積する電解コンデンサと、複数のスイッチング素子を有しており、電解コンデンサを電源として動作し、交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路からの交流信号が入力されると、受電装置に非接触で給電を行う共振コンデンサ及びインダクタと、複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一方を変化させる給電側制御回路とを備えている。

　本発明によれば、上記構成により給電装置の電流・電圧リプルを低減できるばかりでなく、給電装置の部品点数を少なくして給電装置の小型化あるいはコストダウンを図ることができ、給電損失を極力低減することができる。

図１は本発明の一実施の形態に係る非接触充電システムの回路図図２は図１の非接触充電システムに設けられた給電電力検知部の回路図図３は図１の非接触充電システムにおける各部の波形と比較するための従来の非接触充電システムの各部の波形を示す図図４は図１の非接触充電システムに設けられた複数のスイッチング素子の通電率を変えた場合の非接触充電システムにおける各部の波形を示す図図５は複数のスイッチング素子の駆動周波数を変えた場合の非接触充電システムにおける各部の波形を示す図図６は複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の両方を変えた場合の非接触充電システムにおける各部の波形を示す図図７は図１のインバータ回路４への入力電力が高い場合における、給電装置の要部の動作波形を示す図図８は図１のインバータ回路４への入力電力が低い場合における、給電装置の要部の動作波形を示す図図９は本発明に係る別の非接触充電システムの回路図

　本発明は、受電装置に非接触で給電を行う給電装置であって、力率改善を行って直流電圧を出力する力率改善回路と、力率改善回路の出力直流電圧が与えられると、電荷を蓄積する電解コンデンサと、複数のスイッチング素子を有しており、電解コンデンサを電源として動作し、交流信号を発生するインバータ回路と、インバータ回路からの交流信号が入力されると、受電装置に非接触で給電を行う共振コンデンサ及びインダクタと、複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一方を変化させる給電側制御回路とを備えている。

　この構成により、給電装置の電流・電圧リプルを低減できるばかりでなく、給電装置の部品点数を少なくして給電装置の小型化あるいはコストダウンを図ることができ、給電損失を極力低減することができる。

　また、給電装置は、インダクタに流れる電流、又は該インダクタの電圧を検知する給電電力検知部をさらに備え、給電側制御回路は、給電電力検知部が検知した電流あるいは電圧に基づいて、複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一方を変化させてもよい。

　また、給電側制御回路は、受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、複数のスイッチング素子の基本通電率を決定し、給電電力検知部の出力電圧が高い時には、複数のスイッチング素子の通電率を基本通電率より低く設定し、低い時には複数のスイッチング素子の通電率を基本通電率より高く設定してもかまわない。

　他にも、給電側制御回路は、受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、複数のスイッチング素子の基本駆動周波数を決定し、給電電力検知部の出力電圧が高い時には、複数のスイッチング素子の駆動周波数を基本駆動周波数より高く設定し、低い時には複数のスイッチング素子の駆動周波数を基本駆動周波数より低く設定することもできる。

　さらに、給電側制御回路は、力率改善回路の出力電圧を検知する出力電圧検知部を有し、出力電圧検知部が検知した力率改善回路の出力電圧に基づいて、複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一つを変化させてもかまわない。

　給電側制御回路は、より具体的には、受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、複数のスイッチング素子の基本通電率を決定し、出力電圧検知部の出力電圧が高い時には、複数のスイッチング素子の通電率を基本通電率より低く設定し、低い時には複数のスイッチング素子の通電率を基本通電率より高く設定する。

　他にも、給電側制御回路は、受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、複数のスイッチング素子の基本駆動周波数を決定し、出力電圧検知部の出力電圧が高い時には、複数のスイッチング素子の駆動周波数を基本駆動周波数より高く設定し、低い時には複数のスイッチング素子の駆動周波数を基本駆動周波数より低く設定することもできる。

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
　図１は、本実施の形態における非接触充電システムの回路図である。
　図１に示されるように、非接触充電システムは、例えば駐車スペースに設置される給電装置と、例えば電気推進車両に搭載される受電装置とを備えている。非接触充電システムは、給電装置側の構成として、商用電源１、第１の整流回路２、力率改善回路３、インバータ回路４、給電電力検知部５、第１の共振コンデンサ６、第１のインダクタ７及び給電装置側の制御回路１３（以下、単に「制御回路１３」という）と、受電装置側の構成として、第２のインダクタ８、第２の共振コンデンサ９、第２の整流回路１１、負荷（バッテリー）１２、受電装置側の制御回路１４（以下、単に「制御回路１４」という）、及び受電電力検知部１０とを備えている。

　以下これらの回路ブロックの構成について説明する。

　まず、力率改善回路３の構成について説明する。力率改善回路３は、商用電源１の力率を改善する回路であって、バイパスコンデンサ２９、第１のチョークコイルであるチョークコイル１５、第１のスイッチング素子１６（本実施の形態においてはＭＯＳＦＥＴが例示）、第１のダイオードであるダイオード１７、及び、平滑コンデンサ（電解コンデンサ）１８を含んでいる。

　商用電源１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードと入力フィルタを含む第１の整流回路２の入力端に接続される。第１の整流回路２の高電位側（正極側）出力端子に、バイパスコンデンサ２９の高電位端子とチョークコイル１５の入力側端子が接続される。さらに、チョークコイル１５の出力側端子とダイオード１７のアノード側端子との接続ラインにスイッチング素子１６の高電位側端子（ドレイン）が接続される。第１の整流回路２の低電位側（負極側）出力端子に、バイパスコンデンサ２９の低電位側端子とスイッチング素子１６の低電位側端子（ソース）と平滑コンデンサ１８の低電位側端子が接続される。また、平滑コンデンサ１８の高電位側端子は、ダイオード１７のカソード側端子に接続される。力率改善回路３には、第１の整流回路２の出力電圧が直流電源として入力され、入力された第１の整流回路２の出力電圧はバイパスコンデンサ２９により電圧変動が抑制され、さらにチョークコイル１５とスイッチング素子１６のオン・オフ動作によりそのピーク値より大きいピーク値を有する直流電圧であって任意の電圧に昇圧した電圧が、平滑コンデンサ１８の両端に供給され、平滑される。

　本実施の形態においては、力率改善回路３を高周波動作させ力率改善効果を高めるために、スイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１６の典型例として使用している。ＭＯＳＦＥＴに逆向きにダイオードが付帯するが、このダイオードが無くても本実施の形態の基本動作に何ら影響を与えないため、図には記載していない。平滑コンデンサ１８の出力電圧はインバータ回路４の入力端子間に供給される。

　インバータ回路４の入力端子は力率改善回路３の出力端子、つまり平滑コンデンサ１８の両端に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、スイッチング素子（第２及び第３のスイッチング素子）１９，２０の直列接続体とスイッチング素子（第４及び第５のスイッチング素子）２４，２６の直列接続体が、並列に接続される。

　スイッチング素子１９，２０には、それぞれダイオード（第２及び第３のダイオード）２１、２２が逆並列に接続される（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続される）。また、スイッチング素子２０（スイッチング素子１９であってもよい）に並列にスナバコンデンサ２３が接続される。

　同様に、スイッチング素子２４，２６には、それぞれダイオード（第４及び第５のダイオード）２５，２７が逆並列に接続される（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続される）。また、スイッチング素子２６（スイッチング素子２４であってもよい）に並列にスナバコンデンサ２８が接続される。

　さらに、スイッチング素子１９とスイッチング素子２０の接続ラインと、スイッチング素子２４とスイッチング素子２６の接続ラインに、第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７と給電電力検知部５の直列接続体が接続される。

　第２のインダクタ８は、例えば電気推進車両の移動に伴い、第１のインダクタ７と対向するように配置される。また、第２のインダクタ８の高電位側に第２の共振コンデンサ９が接続され、第２のインダクタ８の低電位側と第２の共振コンデンサ９は平滑フィルタを内包する第２の整流回路１１に接続され、第２の整流回路１１の高電位側に受電電力検知部１０が接続され、受電電力検知部１０と第２の整流回路１１の低電位側に負荷（バッテリー）１２が接続される。

　本実施の形態における給電電力検知部５は、図２に示されるように、電流検知部３０、電圧検知部３１、電力演算部３２で構成されている。ただし、電流または電圧のいずれか一方で給電電力を推定できる場合は、電流検知部３０と電圧検知部３１のいずれか一方だけでもよい。本実施の形態のように、給電電力検知部５を第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６の直列共振回路に直列接続する場合、電流と電圧には相関があるためいずれか一方だけの検知で給電電力を推定できる。

　なお、受電電力検知部１０については詳述しないが、受電電力検知部１０は、給電電力検知部５の構成と同じであってもよい。

　次に、制御回路１３の構成について説明する。制御回路１３は、無線通信により、制御回路１４より電力指令値を受信する。制御回路１３は、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路４のスイッチング素子１９，２０とスイッチング素子２４，２６、及び、力率改善回路３のスイッチング素子１６を駆動する。なお、力率改善回路３のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。

　制御回路１４は、受電電力検知部１０によって検知するバッテリー１２の残電圧に応じて電力指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また、給電装置動作中に受電電力検知部１０によって受電電力を検知し、負荷（バッテリー）１２に過電流や過電圧がかからないように、制御回路１４は制御回路１３への電力指令値を変更する。

　また、本実施の形態１の負荷１２には、電気推進車両用のバッテリーを用いている。バッテリー充電は、バッテリーの残電圧以上の電圧を供給して充電するが、給電電圧がバッテリー残電圧を超えると、急激に充電電流が流れる。このことは給電装置からみた負荷インピーダンスがバッテリー残電圧や給電電圧によって大きく変動することを意味している。

　以上のように構成された非接触充電システムの動作を以下説明するが、上述した特許文献１に記載の電力伝送システムにおける各部の電圧波形、電流波形等を図３を参照しながらまず説明する。ただし、本発明に係る非接触充電システムと、特許文献１に記載の電力伝送システムは、当然のことながら回路構成は異なっているが、図３において、「第１の整流回路２の出力電圧」、「力率改善回路３の出力電圧」等と記載したのは、特許文献１に記載の電力伝送システムにおける対応部位の出力電圧等を示すためである。

　図３（ａ）は、商用電源１の交流電圧波形を示す模式図であり、図３（ｂ）は、直流電源の出力電圧波形、すなわち第１の整流回路２の出力電圧波形を示す模式図である。この電圧は、力率改善回路３に入力され、昇圧された後に平滑コンデンサ１８に出力される。図３（ｃ）は、平滑コンデンサ１８に印加される波形、すなわち力率改善回路３の出力電圧波形であり、かつインバータ回路４の入力電圧波形を示す模式図である。図３（ｄ）は、第１のインダクタ７に発生する高周波電流波形を示す模式図であり、図３（ｅ）は、給電装置から受電装置に給電される電力波形を示す模式図である。図３（ｆ）は、第２の整流回路１１の出力電流波形、すなわち負荷２の入力電流波形を示す模式図である。また、図３（ｇ）及び（ｈ）は、それぞれ通電率（デューティ比）及び動作周波数を示す模式図である。

　一方、図４は、本発明に係る非接触充電システムの各部の電圧波形、電流波形等を示しており、図４（ａ）～（ｈ）は、図３（ａ）～（ｈ）にそれぞれ対応している。

　まず、力率改善回路３の動作について説明する。
　図４（ａ）に示される商用電源１は第１の整流回路２により全波整流され、図４（ｂ）の電圧波形に示されるような直流電源が形成される。この直流電源は、力率改善回路３の入力端子間に供給される。力率改善回路３は、この直流電源電圧の瞬時値の大きさが平滑コンデンサ１８の電圧よりも小さい場合に力率改善回路３に含まれるダイオード１７及び第１の整流回路２のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる。その際に、制御回路１３は、スイッチング素子１６をターンオン・オフさせることにより力率を改善する。

　第１のスイッチング素子１６がターンオンしている状態では、商用電源１からチョークコイル１５にエネルギーが蓄えられており、その後、スイッチング素子１６がターンオフし、チョークコイル１５に蓄えられたエネルギーがダイオード１７を介して、平滑コンデンサ１８に供給される。これにより、商用電源１からチョークコイル１５を介して入力電流が流れるようになり、商用電源１側から歪んだ入力電流を流さないようにする。また、本実施の形態では、力率改善回路３は、力率改善機能だけでなく、昇圧機能を同時に有する。このため、図４（ｃ）に示されるように、平滑コンデンサ１８の電圧は、そのピーク値が商用電源１のピーク値すなわち直流電源のピーク値である力率改善回路３の入力電圧のピーク値より高い電圧となり、平滑コンデンサ１８を介してインバータ回路４に供給される。

　なお、図３（ａ）～（ｃ）及び図４（ａ）～（ｃ）を比較すれば分かるように、特許文献１に記載の電力伝送システムと本発明に係る非接触充電システムにおける商用電源１の交流電圧波形、第１の整流回路２の出力電圧波形、及び、力率改善回路３の出力電圧波形に大きな違いはない。

　次に、インバータ回路４の動作について説明する。
　図４（ｃ）に示される力率改善回路３の出力端間に接続された平滑コンデンサ１８の両端に出力され平滑された直流電圧はインバータ回路４に供給される。インバータ回路４は、スイッチング素子１９，２０のオン・オフ、及び、スイッチング素子２４，２６のオン・オフによって、第１の共振コンデンサ６と第１のインダクタ７に、図４（ｄ）に示されるように所定の周波数の高周波電流を発生させる。

　スイッチング素子１９，２０のオン・オフ制御、及び、スイッチング素子２４，２６のオン・オフ制御は、制御回路１３が各スイッチング素子１９，２０，２４，２６のゲートにオン信号を加えることで行われる。

　図７及び図８は、高入力電力時と低入力電力時における拡大したインバータ回路４の動作波形をそれぞれ示しており、（ａ）（ｃ）（ｄ）は、スイッチング素子１９，２６及びダイオード２１，２７に流れる電流、スイッチング素子１９，２６の電圧、及び、スイッチング素子１９，２６のゲート電圧をそれぞれ示しており、（ｂ）（ｅ）は、スイッチング素子２０，２４及びダイオード２２，２５に流れる電流、及び、スイッチング素子２０，２４のゲート電圧をそれぞれ示している。また、（ｆ）は第１のインダクタ７に流れる電流を示しており、図中のＴｏｎ期間中はスイッチング素子１９，２６及びダイオード２１，２７に流れる電流が流れ、１周期の残り（図中のＴ－Ｔｄ－Ｔｏｎ）期間中はスイッチング素子２０，２４及びダイオード２２，２５に流れる電流が流れる。後述するデッドタイムＴｄ期間中は第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３，２８の共振電流が流れる。

　図７及び図８に示されるように、直列接続された二つのスイッチング素子１９，２０を排他的に通電し、これら二つのスイッチング素子１９，２０に並列に直列接続された二つのスイッチング素子２４，２６を、スイッチング素子１９，２０の駆動信号位相をずらして排他的に通電している。

　すなわち、スイッチング素子１９とスイッチング素子２６は同期してオン・オフを繰り返し、スイッチング素子１９とスイッチング素子２６がオンのときに、スイッチング素子２０とスイッチング素子２４がオフし、スイッチング素子１９とスイッチング素子２６がオフのときに、スイッチング素子２０とスイッチング素子２４がオンすることで、スイッチング素子２０とスイッチング素子２４は同期してオン・オフを繰り返す。

　なお、後述するように、スイッチング素子１９とスイッチング素子２０が同時にオンにならないように、またスイッチング素子２４とスイッチング素子２６が同時にオンにならないように、スイッチング素子１９，２４のオン期間とスイッチング素子２０，２６のオン期間は重ならないようにデッドタイムＴｄが設定されている。

　さらに詳述すると、スイッチング素子１９，２６がオンしている状態からオフすると、第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２３が放電するため、スイッチング素子１９，２６は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ）ターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２８が充電され、スナバコンデンサ２３が放電しきると、ダイオード２２，２５がオンし、ダイオード２２，２５がオンしている期間中にスイッチング素子２０，２４のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２２がターンオフしてスイッチング素子２０，２４に電流が転流し、スイッチング素子２０，２４はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。

　次に、スイッチング素子２０，２４がオンしている状態からオフすると、第１のインダクタ７と第１の共振コンデンサ６とスナバコンデンサ２８の共振による緩やかな傾きでスナバコンデンサ２８が放電するため、スイッチング素子２０，２４はＺＶＳターンオフ動作を実現する。また、このときスナバコンデンサ２３が充電され、スナバコンデンサ２８が放電しきると、ダイオード２１，２７がオンし、ダイオード２１，２７がオンしている期間中にスイッチング素子１９，２６のゲートにオン信号を加え待機すると、第１のインダクタ７の共振電流の向きが反転しダイオード２７がターンオフしてスイッチング素子１９，２６に電流が転流し、スイッチング素子１９，２６はＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。以上がインバータ回路４の動作である。

　本実施の形態では、スイッチング素子１９，２６及びスイッチング素子２０，２４は、平滑コンデンサ１８を短絡しないようにデッドタイムＴｄ（例えば、約２μｓ）を設けて、交互にオン・オフさせている。また、図４（ｈ）に示されるように、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動（動作）周波数を一定にして、図４（ｇ）に示されるように、通電率（デューティ比）を制御することで高周波電力を制御している。なお、ここでいう「通電率」とは、図７及び図８に示されるように、スイッチング素子１９，２６（あるいはスイッチング素子２０，２４）のオン・オフの１周期に要する時間に対するスイッチング素子１９，２６（あるいはスイッチング素子２０，２４）のオン時間の比として定義している。

　図３、図４、図７及び図８を参照しながらさらに詳述すると、図３に示される従来例の場合、図３（ｃ）に示されるように、インバータ回路４には１２０Ｈｚの電圧リプルを含む入力電圧が印加され、図３（ｄ）に示されるように、第１のインダクタ７の電流には電流リプルが発生する。したがって、給電電力は、図３（ｅ）に示されるように変動し、図３（ｆ）に示されるように、負荷１２の入力電流には１２０Ｈｚの電流リプルが発生することになる。

　一方、本発明においては、図４（ｃ）に示される電圧リプルを含む入力電圧がインバータ回路４に印加されると、給電電力検知部５で検知した第１のインダクタ７の電流（あるいは第１のインダクタ７が発生する磁界）が略一定になるように、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電率（デューティ比）を制御している。また、このように制御することで、第１のインダクタ７を流れる電流及び給電装置側の給電電力は、図４（ｄ）及び（ｅ）に示されるように、略一定になる。

　スイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電率制御をさらに詳しく説明する。制御回路１３は、制御回路１４より無線通信で送信される電力指令値を受信すると、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるように、インバータ回路４のスイッチング素子１９，２０と、スイッチング素子２４，２６と、力率改善回路３のスイッチング素子１６とを駆動する。本実施の形態におけるインバータ回路４は、スイッチング素子１９，２０とスイッチング素子２４，２６との通電率を高くすると給電電力が大きくなるように、該通電率を設定しており、制御回路１３は、電力指令値となるように基本通電率を決定する。制御回路１３はさらに、給電電力検知部５で検知した電流に電流リプルが発生すると、力率改善回路３の出力電圧が高い時に通電率を基本通電率より低く、低電圧時には通電率を基本通電率より高く設定されるように（図４（ｇ）参照）制御する。これによって第１のインダクタ７に流れる電流及び給電電力を略一定にすることができる。基本通電率はこのような給電電力を略一定にする通電率制御を行った際に、給電電力が電力指令値と一致するように選定される。

　本実施の形態における基本通電率は50%で出力最大となり、基本通電率は0～50%の範囲で可変される。従って、通電率制御で電力指令値となる給電電力が得られない場合は、制御回路１３は、駆動周波数を変化させる。給電電力が低い場合には駆動周波数がさらに低く設定され、制御回路１３は基本通電率を再設定する。反対に給電電力が高い場合には駆動周波数がさらに高く設定され、基本通電率も再設定される。このように電力指令値と給電電力が一致するように駆動周波数を変化させて基本通電率を設定することで、より給電電力を電力指令値に一致させることが可能となり、さらに給電電力を略一定にして安定した給電を行うことが可能となる。

　すなわち、図７及び図８に示されるように、高入力電力時は低入力電力時に比べ、通電率が大きくなるように設定され（例えば、高入力電力時は５０％、４０％等、低入力電力時は３０％、２０％等）、図４（ｃ）に示されるように、力率改善回路３の出力電圧に電圧リプルがある場合、高電圧時には通電率が小さく、低電圧時には通電率が大きく設定されるように（図４（ｇ）参照）、制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することで、第１のインダクタ７に流れる電流及び給電電力を略一定にすることができる。

　充電動作は、充電開始時に制御回路１４が受電電力検知部１０によって検知するバッテリーの残電圧に応じて充電電流、電圧、電力などの指令値を決定し、無線通信により制御回路１３に送信する。また充電中においても充電電流、電圧、電力などの情報を無線通信により制御回路１３に送信し、制御回路１３は受信した充電電流、電圧、電力などの情報にも基づいて制御する。

　また、受電装置でも第２のインダクタ８と第２の共振コンデンサ９を共振させることで、第１のインダクタ７と第２のインダクタ８の間の電力伝送効率を高めることができる。これは第２のインダクタ８のうち、第１のインダクタ７と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を第２の共振コンデンサ９で打ち消すことにより、２次側のインピーダンスが下がり、電力を伝送しやすくなるとも説明できる。なお、第２の共振コンデンサ９は無くても本発明に影響はない。

　制御回路１３は電力指令値を受信完了すると、上述した動作によって電力指令値と給電電力検知部５の検知結果が一致するように力率改善回路３とインバータ回路４を駆動・制御する。

　なお、本実施の形態においては、給電電力検知部５で検知した電流値に基づいてスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御するようにしたが、給電電力検知部５で給電電圧を検知し、検知した電圧値が略一定になるようにスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することにより、第１のインダクタ７に印加される電圧及び給電電力を略一定にすることができる。

（実施の形態２）
　図１の回路構成については、実施の形態１と同じなので、その説明は省略する。

　実施の形態１においては、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動周波数を一定にして、通電率を制御することで高周波電力を制御するようにしたが、本実施の形態においては、図５に示されるように、通電率を一定にして、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動周波数を制御することにより高周波電力を制御している。

　本実施の形態においては、駆動周波数を低くすると給電電力が大きくなるように駆動周波数を設定しており（給電電力最大となる周波数よりも高い周波数で動作させる）、給電電力検知部５で検知した電流に電流リプルが発生すると、力率改善回路３の出力電圧が高電圧時には駆動周波数が高く、低電圧時には駆動周波数が低く設定されるように（図５（ｈ）参照）、制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動周波数を制御することで、第１のインダクタ７に流れる電流及び給電電力を略一定にすることができる。

　スイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動周波数制御をさらに詳しく説明する。制御回路１３は、制御回路１４より無線通信で送信される電力指令値を受信すると、給電電力検知部５によって検知する給電電力と、受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるように、インバータ回路４のスイッチング素子１９，２０と、スイッチング素子２４，２６と、力率改善回路３のスイッチング素子１６とを駆動する。本実施の形態におけるインバータ回路４は、スイッチング素子１９，２０とスイッチング素子２４，２６との駆動周波数を低くすると給電電力が大きくなるように、該駆動周波数を設定しており（給電電力最大となる周波数よりも高い周波数で動作させる）、制御回路１３は、電力指令値となるように基本駆動周波数を決定する。制御回路１３はさらに、給電電力検知部５で検知した電流に電流リプルが発生すると、力率改善回路３の出力電圧が高い時に駆動周波数を基本周波数より高く、低電圧時には駆動周波数を基本周波数より低く設定されるように（図５（ｈ）参照）制御する。これによって第１のインダクタ７に流れる電流及び給電電力を略一定にすることができる。基本駆動周波数はこのような給電電力を略一定にする駆動周波数制御を行った際に、給電電力が電力指令値と一致するように選定される。

　このような制御を行う場合、通電率は50%を基本とするが、通電率をより高く設定すると給電電力が大きくなる一方で、通電率を低く設定すると給電電力が小さくなるように設定されている。この通電率を変化させることにより、給電電力と電力指令値をより一致させることができるようになる。

負荷における電流リプルは、力率改善回路３の出力電圧すなわち電解コンデンサの電圧が図３のように大小に変化することで発生する。この電圧の大小の幅は給電電力が大きくなると増加するため、本実施の形態のように制御回路１４より無線通信で送られてくる電力指令値が変動するような充電システムでは、負荷における電流リプルも電力指令値に応じて大小に変化することになる。例えば電力指令値が大きくなると、電解コンデンサの電圧変化幅が増加し、負荷の電流リプルも増加することになる。そこで本実施の形態では、駆動周波数を基本周波数より変化させる幅を電力指令値に応じて変化させることで（電力指令値が大きくなると、駆動周波数の変化幅も大きくする）、全電力指令値において負荷電流リプルを改善し、給電電力を略一定になるように動作させる。

　また、給電電力検知部５で電流に代えて電圧を検知する場合、給電電力検知部５で検知した電圧に電圧リプルが発生すると、力率改善回路３の出力電圧が高電圧時には駆動周波数が高く、低電圧時には駆動周波数が低くなるように制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６の駆動周波数を制御することで、電圧リプルが低減し、給電電圧を略一定にすることができる。

（実施の形態３）
　図１の回路構成については、実施の形態１と同じなので、その説明は省略する。

　本実施の形態においては、図６に示されるように、スイッチング素子１９，２０，２４，２６の通電率と駆動周波数の両方を制御することにより高周波電力を制御している。

　すなわち、給電電力検知部５で検知した電流に電流リプルが発生すると、力率改善回路３の出力電圧が高電圧時には通電率が小さくて駆動周波数が高く、低電圧時には通電率が大きくて駆動周波数が低くなるように制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することで、電流リプルが低減し、第１のインダクタ７に流れる電流を略一定にすることができる。

　また、給電電力検知部５で電流に代えて電圧を検知する場合についても同様である。

（実施の形態４）
　図９は、本実施の形態における非接触充電システムの回路図である。
　図９の回路図は、制御回路１３に、力率改善回路３の平滑コンデンサ１８の出力電圧（インバータ回路４の入力電圧）を検知する出力電圧検知部３３が設けられている点で、図１の回路図と相違している。

　本実施の形態においては、出力電圧検知部３３で検知した平滑コンデンサ１８の出力電圧に基づいて、上述したように制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御（通電率制御及び／又は周波数制御）することで、給電電流あるいは給電電圧を所望の値に制御している。

　本実施の形態も、上述した実施の形態１－３と同様、スイッチング素子１９，２０，２４，２６は次のように制御される。

　（i）通電率制御（駆動周波数は一定）
　この制御では、出力電圧検知部３３で検知した平滑コンデンサ１８の出力電圧が高電圧時には通電率が小さく、低電圧時には通電率が大きくなるように制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することで、第１のインダクタ７の電流あるいは電圧及び給電電力を略一定にしている。
　（ii）駆動周波数制御（通電率は一定）
　この制御では、出力電圧検知部３３で検知した平滑コンデンサ１８の出力電圧が高電圧時には駆動周波数が高く、低電圧時には駆動周波数が低くなるように制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することで、第１のインダクタ７の電流あるいは電圧及び給電電力を略一定にしている。
　（iii）通電率制御及び駆動周波数制御
　この制御では、出力電圧検知部３３で検知した平滑コンデンサ１８の出力電圧が高電圧時には通電率が小さくて駆動周波数が高く、低電圧時には通電率が大きくて駆動周波数が低くなるように制御回路１３がスイッチング素子１９，２０，２４，２６を制御することで、第１のインダクタ７の電流あるいは電圧及び給電電力を略一定にしている。

　以上のように、本発明に係る非接触充電システムの給電装置は、給電装置の電流・電圧リプルを低減できるばかりでなく、給電装置の部品点数を少なくして給電装置の小型化あるいはコストダウンを図ることができ、給電損失を極力低減することができるので、例えば電気推進車両の受電装置への給電等に有用である。

１　商用電源、　２　第１の整流回路、　３　力率改善回路、
４　インバータ回路、　５　給電電力検知部、
６　第１の共振コンデンサ、　７　第１のインダクタ、
８　第２のインダクタ、　９　第２の共振コンデンサ、
１０　受電電力検知部、　１１　第２の整流回路、
１２　負荷（バッテリー）、　１３　給電装置側の制御回路、
１４　受電装置側の制御回路、　１５　チョークコイル、
１６　第１のスイッチング素子、　１７　第１のダイオード、
１８　平滑コンデンサ、１９　第２のスイッチング素子、
２０　第３のスイッチング素子、　２１　第２のダイオード、
２２　第３のダイオード、　２３　スナバコンデンサ、
２４　第４のスイッチング素子、　２５　第４のダイオード、
２６　第５のスイッチング素子、　２７　第５のダイオード、
２８　スナバコンデンサ、　２９　バイパスコンデンサ、
３０　電流検知部、　３１　電圧検知部、　３２　電力演算部、
３３　力率改善回路の出力電圧検知部。

Claims

受電装置に非接触で給電を行う給電装置であって、
　力率改善を行って直流電圧を出力する力率改善回路と、
　前記力率改善回路の出力直流電圧が与えられると、電荷を蓄積する電解コンデンサと、
　複数のスイッチング素子を有しており、前記電解コンデンサを電源として動作し、交流信号を発生するインバータ回路と、
　前記インバータ回路からの交流信号が入力されると、前記受電装置に非接触で給電を行う共振コンデンサ及びインダクタと、
　前記複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一方を変化させる給電側制御回路と、
を備える、給電装置。
前記インダクタに流れる電流、又は該インダクタの電圧を検知する給電電力検知部をさらに備え、
　前記給電側制御回路は、前記給電電力検知部が検知した電流あるいは電圧に基づいて、前記複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一方を変化させることを特徴とする、請求項１に記載の給電装置。
前記給電側制御回路は、
　前記受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、前記複数のスイッチング素子の基本通電率を決定し、
　前記給電電力検知部の出力電圧が高い時には、前記複数のスイッチング素子の通電率を前記基本通電率より低く設定し、低い時には前記複数のスイッチング素子の通電率を基本通電率より高く設定することを特徴とする、請求項２に記載の給電装置。
前記給電側制御回路は、
　前記受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、前記複数のスイッチング素子の基本駆動周波数を決定し、
　前記給電電力検知部の出力電圧が高い時には、前記複数のスイッチング素子の駆動周波数を前記基本駆動周波数より高く設定し、低い時には前記複数のスイッチング素子の駆動周波数を基本駆動周波数より低く設定することを特徴とする、請求項２に記載の給電装置。
前記給電側制御回路は、前記力率改善回路の出力電圧を検知する出力電圧検知部を有し、前記出力電圧検知部が検知した前記力率改善回路の出力電圧に基づいて、前記複数のスイッチング素子の通電率及び駆動周波数の少なくとも一つを変化させることを特徴とする、請求項１に記載の給電装置。
前記給電側制御回路は、
　前記受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、前記複数のスイッチング素子の基本通電率を決定し、
　前記出力電圧検知部の出力電圧が高い時には、前記複数のスイッチング素子の通電率を前記基本通電率より低く設定し、低い時には前記複数のスイッチング素子の通電率を基本通電率より高く設定することを特徴とする、請求項５に記載の給電装置。
前記給電側制御回路は、
　前記受電装置側との無線通信により電力指令値を受信し、受信した電力指令値になるように、前記複数のスイッチング素子の基本駆動周波数を決定し、
　前記出力電圧検知部の出力電圧が高い時には、前記複数のスイッチング素子の駆動周波数を前記基本駆動周波数より高く設定し、低い時には前記複数のスイッチング素子の駆動周波数を基本駆動周波数より低く設定することを特徴とする、請求項５に記載の給電装置。