CN102638169A - 一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路，在每一开关周期内，开通信号发生电路用以接收所述反激式变换器中的功率开关的漏源电压，当所述漏源电压到达谷值时，产生开通信号，来控制所述功率开关开通；关断信号发生电路用以根据接收到的表征所述反激式变换器的输出电信号的反馈误差信号以在所述功率开关导通一导通时间区间后产生一关断信号，所述关断信号控制所述功率开关关断，以使所述反激式变换器的输入电流与输入电压同相位，并且维持所述反激式变换器的输出电信号恒定。

Description

一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路

技术领域

本发明涉及电源领域，更具体的说，涉及一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路。 

背景技术

有源功率因数校正(active power factor correction，APFC)是高效、低污染地利用电能的重要途径，它是在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路，使功率因数接近1。有源功率因数校正电路工作于高频开关状态，具有体积小、重量轻、效率高等特点，已成为电力电子技术研究的新热点。 

现有技术中，功率因数校正技术广泛应用于离线式开关电源中。现有的具有功率因数校正功能的开关电源大多包括两级结构，第一级功率变换电路用以实现功率因数校正功能，第二级功率变换电路用以将输入电压转化为满足驱动负载要求的输出电信号。由于升压式直流-直流变换器在输出功率一定时有较小的输出电流，从而可减少输出电容器的容量和体积，同时也可减少升压电感元件的绕组线径，因此现有的第一级功率变换电路几乎全部采用升压式直流-直流变换器。 

参考图1A，所示为采用现有技术的一种具有功率因数校正功能的交流-直流功率变换电路的原理框图。该交流-直流功率变换电路包括第一级功率变换电路11和第二级功率变换电路12。其中，第一级功率变换电路11为一升压式直流-直流变换器，用以实现功率因数校正功能；第二级功率变换电路12为一反激式变换器，用以将输入电压转换为恒定的输出电流来驱动后续负载，如LED灯。第一级功率变换电路11的控制方式有很多种，根据电感电流是否连续，其工作模式可分为连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、断续导通模式 (Discontinuous Conduction Mode，DCM)和临界导通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)3种。 

例如以临界导通模式实现升压型功率因数校正电路为例，图1B所示为图1A所示的第一级电压转换电路的一种临界导通模式控制方案的电路原理图，图1C所示为图1B所示的临界导通模式控制方案的半个工频周期内功率开关的控制波形和电感电流波形。 

其基本工作原理为：误差放大器101将输出电压V_out的反馈信号和基准信号V_ref相比较后放大，产生的输出信号和交流输入电压检测信号V_in共同输入模拟乘法器102，使模拟乘法器102产生一个和输入电压同频同相的正弦半波输出信号。当功率开关S₁开启时，电阻R_SENSE对电感电流i_L进行检测，当电感电流i_L达到模拟乘法器102的输出时，电流比较器104输出一控制脉冲，触发逻辑和驱动电路105使功率开关S₁关断，电感L₁开始放电，这样就保证电感电流峰值i_pk的包络线是与输入电压V_in同频同相的正弦半波。当电感L₁放电时，通过电感的副边绕组L₂得到电感电流i_L的耦合信号，并将该信号送入零电流检测器103。当零电流检测器103检测到电感电流i_L的过零点时，逻辑和驱动电路105立刻使功率开关S₁重新导通，如此反复。如图1B中所示，该升压型功率因数校正电路采用电压-电流的双环反馈控制、利用变频控制法实现功率因数校正，整流平均电流即交流输入电流i_IN为电感电流峰值的1/2，呈正弦波波形，且与AC正弦输入电压趋于同相位，因此功率因数接近1。 

可见，采用现有技术的功率因数校正实现方案，需要采用两级功率变换电路，显然增加了电路的成本和尺寸；另外，现有技术的功率因数校正实现方案需要采样输入电压，并通过模拟乘法器来接收输入电压来获得一电感电流需强制跟随的正弦半波信号，这样的实现方案控制方案复杂；并且对集成电路而言，则势必需要一单独的引脚来接收输入电压，不利于芯片的小型化以及封装设计。 

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路，其只通过一级功率变换电路，并对功率变换电路进行集合了功率因数校正（PFC）和PWM控制两种控制模式的复合控制方案，同时实现了功率因数校正和对输出电信号的调节。 

依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路，包括：开通信号发生电路，关断信号发生电路，其中，在每一开关周期内， 

所述开通信号发生电路用以接收所述反激式变换器中的功率开关的漏源电压，当所述漏源电压到达谷值时，产生一开通信号，来控制所述功率开关开通； 

所述关断信号发生电路用以根据接收到的表征所述反激式变换器的输出电信号的反馈误差信号以在所述功率开关导通一导通时间区间后产生一关断信号，所述关断信号控制所述功率开关关断，以使所述反激式变换器的输入电流与输入电压同相位，并且维持所述反激式变换器的输出电信号恒定。 

依据本发明的一实施例，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系。 

依据本发明的另一实施例，，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系，与所述功率开关的导通占空比成反比例关系。 

进一步的，所述控制电路还包括采样和保持电路，用以接收所述反馈误差信号，以根据所述反激式变换器的正弦半波输入电压的周期对所述反馈误差信号进行采样和保持。 

进一步的，所述控制电路还包括最大关断时间发生电路，用以产生一最大关断时间信号，当所述最大关断信号有效时，导通所述功率开关。 

进一步的，所述控制电路还包括一控制信号发生电路，所述控制信号发生电路分别与所述开通信号发生电路和所述关断信号发生电路连接，用以根据接收到的所述开通信号和所述关断信号来产生一控制信号，来控制所述功率开关的开关动作；当所述开通信号有效时，所述控制信号开通所述功率开关；当所述关断信号有效时，所述控制信号关断所述功率开关。 

依据本发明一实施例的一种反激式变换器的控制方法，包括以下步骤： 

检测反激式变换器的功率开关的漏源电压； 

当所述漏源电压到达谷值时，导通所述功率开关； 

检测所述反激式变换器的输出电信号，并产生表征当前输出电信号和期望输出电信号之间的误差的反馈误差信号； 

根据所述反馈误差信号产生一导通时间区间； 

在所述功率开关导通状态持续所述导通时间区间后，关断所述功率开关，以使所述反激式变换器的输入电流与输入电压同相位，并且维持所述反激式变换器的输出电信号恒定。 

依据本发明的一实施例的控制方法，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系。 

依据本发明的另一实施例的控制方法，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系，与所述功率开关的导通占空比成反比例关系。 

依据本发明一实施例的一种交流-直流功率变换电路，包括上述所述的任一控制电路，还包括，整流电路，滤波电路和一反激式功率级电路，其中， 

所述整流电路用以将接收到的外部交流正弦电压转换为正弦半波直流电压； 

所述滤波电路用以对接收到的所述正弦半波直流电压进行滤波，以获得一正弦半波输入电压； 

所述反激式功率级电路接收所述正弦半波输入电压和所述控制电路输出的控制信号，以在所述反激式功率级电路的输出端获得一恒定的输出电信号，并且保证所述交流-直流功率变换电路的输入电压和输入电流同相位。 

依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路，其通过表征反激式变换器的输出电信号的反馈误差信号来控制反激式变换器中的功率开关的开关动作，进而调整反激式变换器中的电感电流，不仅获得了恒定的输出电信号，同时也获得了较高的功率因数。 

因此，依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路可以获得非常高的功率因数，大大降低了谐波失真，适用性好，适用于不同的应用场合，如LED驱动或者具有多路输出的开关电源***； 

并且，依据本发明的复合控制方案可以不需要采样输入电压，也不需要乘法器，因此简化了电路结构，对集成电路而言节省了芯片引脚，节省了芯片尺寸，提高了引脚利用率，以及便利了封装设计； 

再者，依据本发明实施例的交流-直流功率变换电路，只需要一级功率变换电路即同时实现了功率因数校正功能和功率调节功能，大大降低了电路的实现成本和尺寸，同时提高了电路的可靠性和稳定性。 

附图说明

图1A所示为采用现有技术的一种具有功率因数校正功能的交流-直流功率变换电路的原理框图； 

图1B所示为图1A所示的第一级电压转换电路的一种临界导通模式控制方案的电路原理图； 

图1C所示为图1B所示的临界导通模式控制方案的半个工频周期内功率开关的控制波形和电感电流波形； 

图2所示为依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路的原理框图； 

图3A所示为依据本发明的另一实施例的反激式变换器的控制电路的原理框图； 

图3B所示为图3A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的关断信号发生电路的工作波形图； 

图3C所示为图3A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的工作波形图； 

图4A所示为依据本发明的又一实施例的反激式变换器的控制电路的原理框图； 

图4B所示为图4A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的关断信号发生电路的工作波形图； 

图4C所示为图4A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的工作波形图； 

图5A所示为依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路的采样和保持电路的原理框图； 

图5B所示为图5A所示的依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路的采样和保持电路的工作波形图； 

图6所示为依据本发明一实施例的一种反激式变换器的控制方法的流程框图； 

图7所示为依据本发明一实施例的交流-直流功率变换电路的原理框图。 

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。 

参考图2，所示为依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路的原理框图。在该实施例中，反激式变换器的控制电路200包括开通信号发生电路21，关断信号发生电路22和控制信号发生电路23，来控制后级的反激式功率级电路24。 

图2所示的反激式变换器的控制电路200的工作原理如下： 

在每一开关周期内，开通信号发生电路21用以接收所述反激式变换器中的功率开关S_p的漏源电压V_DS，当漏源电压V_DS到达谷值V_valley时，产生开通信号S_on，来控制功率开关S_p开通，以实现功率开关的准谐振驱动； 

关断信号发生信号22用以根据接收到的表征所述反激式变换器的输出电信号的反馈误差信号V_error，以在所述功率开关S_p导通一导通时间区间T_on后产生一关断信号S_off，所述关断信号S_off控制所述功率开关S_p关断； 

控制信号发生电路23分别与开通信号发生电路21和关断信号发生电路22连接，用以根据接收到的开通信号S_on和关断信号S_off来产生一控制信号V_ctrl，来控制所述功率开关S_p的开关动作。 

在一个开关周期内，当所述开通信号S_on有效时，所述控制信号V_ctrl开通所述功率开关S_p；在经过导通时间区间T_on后，关断信号S_off变为有效，此时所述控制信号V_ctrl关断所述功率开关S_p；周而复始，通过上述控制信号对功率开关的控制，使得功率开关周期性的导通和关断。由于反馈误差信号V_error表征了当前输出电信号与期望输出电信号之间的误差，在漏源电源V_DS到达谷值V_valley的时刻开通功率开关S_p，并通过反馈误差信号V_error调节导通时间区间T_on的大小，以及调节流过变压器T的初级侧绕组L_p的电感电流i_L的工作模式，即调节电感电流的平均值，从而维持反激式功率级电路24的输出电信号恒定，以及保证所述反激式功率级电路24的输入电流i_IN与输入电压V_in同相位，获得一较高的功率因数。 

可见，通过图2所示的依据本发明的反激式变换器的控制电路，不再需要反激式功率级电路和整流电路之间的单独的升压型功率因数校正电路，不再需要采样输入电压V_in以及模拟乘法器来获得一正弦半波参考电压，大大简化了电路结构；通过反馈误差信号对功率开关导通时间的调节，同时获得了恒定的输出电信号以及较高的功率因数。并且，采用准谐振控制和驱动方案，最大程度的减小了功率开关的开关损耗，大大提高了反激式变换器的工作效率。并且对集成电路而言，由于不再需要单独的芯片引脚来采样输入电压，因此，节约了芯片尺寸，提高了引脚的利用率。 

参考图3A，所示为依据本发明另一实施例的反激式变换器的控制电路的原理框图。在该实施例中，开通信号发生电路21接收功率开关S_p的漏源电压V_DS， 以在漏源电压V_DS到达谷值时刻产生开通信号S_on。开通信号发生电路21可以为任何合适形式的已有的或者改进的能够实现漏源电压谷值检测的检测电路即准谐振控制方案，例如现有的soxyless技术方案，或者中国专利申请CN201110137256.3公开的技术方案等。 

再者，为了在负载很小时能够维持对输出电信号的调节，防止功率开关的误关断，通过最大关断时间发生电路301产生一最大关断时间T_{off_max}，来设置功率开关的最大关断时间。当漏源电压到达谷值或者到达最大关断时间时通过或门302均产生开通信号S_on’。 

关断信号发生电路308用以产生与反馈误差信号V_error成正比例关系的导通时间区间T_on，即关断信号S_off。在该实施例中，详细说明了一种具体的实施例，关断时间发生电路308具体包括依次串联连接在电压源V_DD和地之间的恒流源303和电容304，两者的公共连接点为A。开关305连接在点A和地之间，并且控制信号V_ctrl的非信号 

控制开关305的开关动作。比较器306的同相输入端连接至点A，反相输入端接收反馈误差信号V_error，输出信号通过单脉冲发生电路307产生关断信号S_off。 

在该实施例中，控制信号发生电路包括一RS触发器309，其置位端接收开通信号S_on’，复位端接收关断信号S_off，输出端的输出信号作为控制信号V_ctrl，来控制功率开关S_p的开关动作。 

以下结合图3B所示为图3A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的关断信号发生电路的工作波形图来详细说明图3A所示的实施例的关断信号发生电路的工作原理。 

在功率开关导通时间区间内，即控制信号V_ctrl有效时，开关305断开，恒流源303对电容304进行充电，A点的电压V₁成一斜坡信号持续上升，经过导通时间区间T_on后，电压V₁上升至反馈误差信号V_error时，比较器306的输出翻转，然后通过单脉冲发生电路307产生一单脉冲的关断信号S_off；关断信号S_off复位RS触发器309，RS触发器309的输出端Q的输出信号V_ctrl变为无效，例如可以为由高 电平变为低电平，从而关断功率开关S_p。当漏源电压V_DS再次到达谷值时，开通信号S_on’通过RS触发器309的置位端S置位RS触发器309，输出端Q的输出信号V_ctrl变为有效，例如可以为由低电平变为高电平，从而再次导通功率开关S_p。同时，开关305闭合，电容304两端的电压V₁通过开关305快速放电至地。 

假设恒流源303的电流为I₁，电容304的电容值为C₁，则导通时间区间T_on可以表示为： 

$T_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{error}}}{I_1/C_1}=\frac{V_{\mathrm{error}}\×C_1}{I_1}=k\×V_{\mathrm{error}}---\left(1\right)$

由于在输入电压的半个周期内，反馈误差信号V_error维持基本不变，所以导通时间区间T_on基本维持不变，并与反馈误差信号V_error成正比例关系。 

以下结合图3C所示的图3A所示的反激式变换器的控制电路的工作波形图来详细说明图3A所示的实施例的工作原理。 

假设变压器T的初级侧绕组L_p的电感值为L，则根据反激式功率级电路的工作原理，可以得知流过变压器T的初级侧绕组L_p的电感电流峰值i_pk可以表示为下式（2）： 

$i_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}\×T_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}\×k\×V_{\mathrm{error}}---\left(2\right)$

由于反馈误差信号V_error维持基本不变，电感值L为恒定值，所以电感电流峰值i_pk与输入电压V_in成正比例关系，即电感电流峰值i_pk的包络线成一正弦波形状。并且，由于反激式变换器为准谐振驱动方式，所以变压器T的初级侧绕组L_p的工作模式可以近似看作临界导通工作模式BCM，所以输入电流i_IN可以近似表示为： 

$i_{\mathrm{IN}}\≈\frac{1}{2}\×i_{\mathrm{pk}}\≈\frac{V_{\mathrm{in}}}{2L}\×k\×V_{\mathrm{error}}---\left(3\right)$

通过上式（3）可以看出，输入电流i_IN跟随输入电压V_in，输入阻抗为一恒定值，因此，获得了较高的功率因数。并且，通过反馈误差信号V_error对电感电流的峰值i_pk进行调节，从而保证输出电信号与期望输出电信号一致。 

以上详细介绍了依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路，本领域技术人员根据本发明的教导，显然可以推知电路实现方式并不局限于上述实施例，例如关断信号发生电路、控制信号发生电路、开通信号发生电路可以为其他合适形式的电路结构。 

参考图4A，所示为依据本发明又一实施例的反激式变换器的控制电路的原理框图。该实施例与图3A所示的实施例相比较，采用了不同的关断信号发生电路，从而使反激式功率级电路工作在断续工作模式DCM，并且保证功率开关的导通时间与导通占空比的乘积维持基本不变。与图3A所示的实施例相同的部分在此不再赘述，以下详细说明关断信号发生电路401的实现方式和工作原理。 

关断信号发生电路401包括基准电流发生电路409用以产生一与功率开关的导通占空比D成正比例关系的基准电流I_ref。以下结合图4B所示的图4A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的关断信号发生电路的工作波形图来详细说明其具体实现方式。 

开关S1和开关S2依次串联连接在一基准电压V_ref和地之间，两者的公共连接点为B，控制信号V_ctrl控制开关S1的开关动作，控制信号V_ctrl的非信号控制开关S2的开关动作。电阻R_v和电容C_v依次串联连接在B点和地之间，两者的公共连接点为C。B点的电压经过电阻R_v和电容C_v的滤波作用，在C点产生一与功率开关的导通占空比D成正比例的电压V_C，其数值为： 

V_c=V_ref×D    （5） 

电压V_C经过由运算放大器402、开关403和电阻R_ref组成的电压-电流转换电路转换为电流信号。运算放大器402的同相输入端接收电压V_C，反相输入端连接至电阻R_ref的一端，电阻R_ref的另一端连接至地；开关403的控制端接收运算放 大器402的输出信号，第二功率端连接至电阻R_ref的一端，第一功率端连接至电流镜404。根据运算放大器的虚短原理，流过开关403的电流I₁的数值为： 

$I_1=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{ref}}}\×D---\left(6\right)$

电流I₁经过电流镜404的镜像作用，产生对电容405进行充电的充电电流（基准电流）I_ref，其数值为： 

$I_{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{ref}}}\×D\×k---\left(7\right)$

其中，k为电流镜404的比例系数。 

在电流镜404和电容405的公共连接点D处，产生一电压V_D。 

开关406连接在D点和地之间，并且控制信号V_ctrl的非信号控制开关406的开关动作。比较器407的同相输入端接收电压V_D，反相输入端接收反馈误差信号V_error。当反激式功率级电路24的功率开关S_p处于导通状态时，即控制信号V_ctrl为有效状态时，开关406处于关断状态，充电电流（基准电流）I_ref持续对电容405进行充电，电压V_D成斜坡形状持续上升；当电压V_D上升至反馈误差信号V_error时，比较器407的输出端的输出信号发生翻转，通过单脉冲发生电路408产生一单脉冲信号，即关断信号S_off，此时控制信号V_ctrl变为无效状态，例如可以为由高电平变为低电平，以控制功率开关S_p关断。开关406闭合，电容405两端的电压V_D通过开关406快速放电至地。当漏源电压V_DS再次到达谷值V_valley时，再次开通功率开关S_p。 

其中，假设电容405的电容值为C₂，则电压V_D的上升时间，即导通时间区间T_on的数值可以表示为： 

$T_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{error}}\×C_2}{(V_{\mathrm{ref}}/R_{\mathrm{ref}})\×D\×k}=\frac{V_{\mathrm{error}}\×C_2\×R_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{ref}}\×D\×k}---\left(8\right)$

即： 

$T_{\mathrm{on}}\×D=\frac{V_{\mathrm{error}}\×C_2\×R_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{ref}}\×k}---\left(9\right)$

从公式（9）可以看出，由于在输入电压的半个周期内，反馈误差信号V_error维持基本不变，所以功率开关S_p的导通时间与导通占空比的乘积维持不变。 

以下结合图4C所示的图4A所示的依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路的工作波形图来详细说明反激式变换器的控制电路的工作原理。 

反激式变换器的电感电流工作在断续导通工作模式DCM，由反激式变换器的工作原理可以得出，流过变压器T的初级侧绕组L_p的电感电流峰值i_pk的数值为： 

$i_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}\×T_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}\×k\×V_{\mathrm{error}}---\left(10\right)$

控制变压器T的初级侧绕组L_p工作在断续导通工作模式DCM，所以输入电流i_IN可以表示为： 

$i_{\mathrm{IN}}=\frac{1}{2}\×i_{\mathrm{pk}}\×D=\frac{V_{\mathrm{in}}}{2L}\×T_{\mathrm{on}}\×D=\frac{V_{\mathrm{in}}}{2L}\×\frac{V_{\mathrm{error}}\×C_2\×R_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{ref}}\×k}---\left(11\right)$

通过上式（11）可以看出，输入电流i_IN跟随输入电压V_in，输入阻抗为一恒定值，因此，获得了较高的功率因数。并且，反馈误差信号V_error对电感电流峰值i_pk进行调节，从而保证反激式功率级电路的输出电信号与期望输出电信号一致。并且，采用图4A所示的反激式变换器的控制电路的实施例，很好的实现了功率因数校正功能，因此基波分量较大，相应的输入电流的总谐波失真THD较小。 

本领域技术人员根据上述依据本发明的实施例的教导，显然可以推知电路实现方式并不局限于上述实施例，例如关断信号发生电路、控制信号发生电路、开通信号发生电路可以为其他合适形式的电路结构。 

以上所述的依据本发明的不同实施例的反激式变换器的控制电路，反馈误差信号V_error的产生可以由不同的实施例来实现。反激式变换器的输出电信号可以为电压信号或者电流信号，反馈控制电路既可以采用原边控制方案，也可以采用副边控制方案，用以根据所述反激式变换器的输出电信号和一基准信号，产生所述反馈误差信号；并且，反馈控制电路可以为任何合适的已知的或者改进的反馈控制电路，例如中国发明专利申请CN201010619845.0。 

为了减小反馈误差信号V_error的纹波电压，依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路还包括采样和保持电路，用以根据输入电压的周期对所述反馈误差信号V_error进行采样和保持，以获得一相对平滑的反馈误差信号V_error’。 

参考图5A所示的依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路的采样和保持电路的原理框图以及图5B所示的图5A所示依据本发明一实施例的反激式变换器的控制电路的采样和保持电路的工作波形图。如图5A所示，采样和保持电路500包括半周期检测电路501，单脉冲发生电路502，开关503和电容504；其中， 

半周期检测电路501接收正弦半波输入电压V_in，当所述正弦半波输入电压V_in过零时（即半个周期的开始时刻和截止时刻），通过所述单脉冲发生电路502产生单脉冲信号V_tri； 

当所述正弦半波输入电压V_in过零时，所述单脉冲信号V_tri控制开关503闭合，此时反馈误差信号V_error通过电容504进行滤波，以在电容504和开关503的公共连接点F产生一电压来作为反馈误差信号V_error’；在当前正弦半波输入电压V_in的半个周期内，反馈误差信号V_error’保持为半个周期的开始时刻t₀时的采样值，直至下一半个周期的开始时刻t₁，即当前半个周期的截止时刻，从而在F点获得了纹波较小的，相对平滑的反馈误差信号V_error’。 

这里，半周期检测电路501可以为过零比较器或者其他合适的电路结构。通过图5A所示的采样和保持电路，获得了较小纹波的反馈误差信号V_error’，从而为 后续控制电路对导通时间区间的调节提供了较精确的基准，提高了控制电路的控制精度。 

以下详细说明依据本发明的反激式变换器的控制方法。 

参考图6，所示为依据本发明一实施例的一种反激式变换器的控制方法的流程框图，包括以下步骤：， 

S601：检测反激式变换器的功率开关的漏源电压； 

S602：当所述漏源电压到达谷值时，导通所述功率开关； 

S603：检测所述反激式变换器的输出电信号，并产生表征当前输出电信号和期望输出电信号之间的误差的反馈误差信号； 

S604：根据所述反馈误差信号产生一导通时间区间； 

S605：在所述功率开关导通状态持续所述导通时间区间后，关断所述功率开关，以使所述反激式变换器的输入电流与输入电压同相位，并且维持所述反激式变换器的输出电信号恒定。 

其中，依据本发明一实施例的一种反激式变换器的控制方法中，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系。 

由于在反激式变换器的正弦输入电压的半个周期内，反馈误差信号维持基本不变，反激式变换器的初级侧绕组的电感值为恒定值，所以电感电流峰值与正弦半波输入电压成正比例关系，即电感电流峰值的包络线成一正弦波形状。并且，由于反激式变换器为准谐振驱动方式，所以变压器的初级侧绕组工作模式可以看作近似的临界导通工作模式BCM，所以输入电流可以跟随正弦输入电压，从而实现了功率因数校正；并且，通过反馈误差信号调节导通时间区间的大小，实现了对反激式变换器的输出电信号的调节，以维持输出电信号基本恒定。 

依据本发明另一实施例的一种反激式变换器的控制方法中，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系，与所述功率开关的导通占空比成反比例关系。 

由于在反激式变换器的正弦输入电压的半个周期内，反馈误差信号维持基 本不变，反激式变换器的初级侧绕组的电感值为恒定值，控制反激式变换器的功率开关的导通时间区间与导通占空比为一恒定值，电感电流峰值与正弦半波输入电压成正比例关系，即电感电流峰值的包络线成一正弦波形状。并且，由于反激式变换器为准谐振驱动方式，所以变压器的初级侧绕组以断续导通工作模式DCM工作，以使得电感电流的平均值即输入电流与正弦输入电压成正比例关系，从而实现了功率因数校正；并且，通过反馈误差信号调节导通时间区间的大小，实现了对反激式变换器的输出电信号的调节，以维持输出电信号基本恒定。 

其中，导通时间区间的调节可以通过任何合适形式的实现方法。 

进一步的，所述控制方法还可以包括，根据所述反激式变换器的正弦半波输入电压的周期对所述反馈误差信号进行采样和保持，以获得纹波较小的反馈误差信号。 

进一步的，所述控制方法还可以包括，如果所述功率开关的关断时间超过一设定的最大关断时间信号，则导通所述功率开关。 

参考图7，所示为依据本发明一实施例的交流-直流功率变换电路的原理框图，交流-直流功率变换电路700包括整流电路701，滤波电路C_in，反激式功率级电路705，控制电路703和驱动电路704；其中， 

整流电路701接收外部交流输入电压，以将其转换为直流电压，然后通过滤波电路C_in进行滤波以获得正弦半波输入电压V_in； 

控制电路703可以为上述所述的任一依据本发明的反激式变换器的控制电路的实施例，如图2，图3A，图4A和图5A等，控制电路703接收反馈误差信号V_error和功率开关Sp的漏源电压V_DS，以产生控制信号V_ctrl；反馈误差信号V_error可以通过反馈控制电路702采样反激式功率级电路705的输出电信号而获得； 

驱动电路704接收所述控制信号V_ctrl，以相应的产生驱动信号V_drive； 

反激式功率级电路705接收所述正弦半波输入电压V_in和所述驱动电路704输出的驱动信号V_drive，从而功率开关S_p进行相应的开关动作，以在所述反激式 功率级电路705的输出端获得一恒定的输出电信号，并且保证所述交流-直流功率变换电路的输入电压和输入电流同相位。 

以上详细介绍了依据本发明实施例的反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路，需要说明的是，本发明各个实施例间名称相同的器件功能也相同，开通信号发生电路、关断信号发生电路和逻辑电路的结构包括但并不限定于以上公开的形式，只要能够实现本发明实施例所述的相关电路的功能即可，因此，本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的相关的改进，也在本发明实施例的保护范围之内。 

另外，还需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。 

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。 

Claims (10)

1.一种反激式变换器的控制电路，应用于一反激式变换器中，其特征在于，包括开通信号发生电路，关断信号发生电路，其中，在每一开关周期内，

所述开通信号发生电路用以接收所述反激式变换器中的功率开关的漏源电压，当所述漏源电压到达谷值时，产生开通信号，来控制所述功率开关开通；

所述关断信号发生电路用以根据接收到的表征所述反激式变换器的输出电信号的反馈误差信号以在所述功率开关导通一导通时间区间后产生一关断信号，所述关断信号控制所述功率开关关断，以使所述反激式变换器的输入电流与输入电压同相位，并且维持所述反激式变换器的输出电信号恒定。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系，与所述功率开关的导通占空比成反比例关系。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括采样和保持电路，用以接收所述反馈误差信号，以根据所述反激式变换器的正弦半波输入电压的周期对所述反馈误差信号进行采样和保持。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括最大关断时间发生电路，用以产生一最大关断时间信号，当所述最大关断信号有效时，导通所述功率开关。

6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括一控制信号发生电路，所述控制信号发生电路分别与所述开通信号发生电路和所述关断信号发生电路连接，用以根据接收到的所述开通信号和所述关断信号来产生一控制信号，来控制所述功率开关的开关动作；当所述开通信号有效时，所述控制信号开通所述功率开关；当所述关断信号有效时，所述控制信号关断所述功率开关。

7.一种反激式变换器的控制方法，其特征在于，包括，

检测反激式变换器的功率开关的漏源电压；

当所述漏源电压到达谷值时，导通所述功率开关；

检测所述反激式变换器的输出电信号，并产生表征当前输出电信号和期望输出电信号之间的误差的反馈误差信号；

根据所述反馈误差信号产生一导通时间区间；

在所述功率开关导通状态持续所述导通时间区间后，关断所述功率开关，以使所述反激式变换器的输入电流与输入电压同相位，并且维持所述反激式变换器的输出电信号恒定。

8.根据权利要求7所述的反激式变换器的控制方法，其特征在于，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系。

9.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间区间与所述反馈误差信号成正比例关系，与所述功率开关的导通占空比成反比例关系。

10.一种交流-直流功率变换电路，其特征在于，包括权利要求1-6所述的控制电路，还包括，整流电路，滤波电路和一反激式功率级电路，其中，

所述整流电路用以将接收到的外部交流正弦电压转换为正弦半波直流电压；

所述滤波电路用以对接收到的所述正弦半波直流电压进行滤波，以获得一正弦半波输入电压；

所述反激式功率级电路接收所述正弦半波输入电压和所述控制电路输出的控制信号，以在所述反激式功率级电路的输出端获得一恒定的输出电信号，并且保证所述交流-直流功率变换电路的输入电压和输入电流同相位。

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