CN110417101A - 电池充电电路和电池充电方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种电池充电电路和电池充电方法。通过根据充电要求控制直流‑直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。

Description

电池充电电路和电池充电方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种电池充电电路和电池充电方法。
背景技术
目前，对移动终端(例如智能手机)进行充电通常是通过电源适配器来进行充电。其中，电源适配器一般包括初级整流电路、初级滤波电路、变压器、次级整流电路、次级滤波电路以及控制电路等，这样电源适配器通过将输入的交流电转换为适于移动终端需求的稳定低压直流电，以提供给移动终端的电源管理装置和电池，实现移动终端的充电。
然而，现有充电电路中，输入输出都需要大容量的电容稳定输入输出电压，电容基本都是电解电容，占用体积大，寿命短且有安全隐患。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种电池充电电路和电池充电方法，可以减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
第一方面，本发明实施例提供了一种电池充电电路，包括：
原边整流电路，被配置为对输入交流电压进行整流输出整流电压信号；
直流-直流变换器，输入端口与所述原边整流电路连接，被配置为接收所述整流电压信号，并在输出端口生成充电电流以对电池进行充电；以及
控制电路，被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值；以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
优选地，所述充电电流的频率被配置为约为所述输入交流电压的频率的两倍。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
优选地，所述直流-直流变换器为谐振型变换器或多电平变换器，所述控制电路被配置为调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
优选地，所述直流-直流变换器被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
优选地，所述直流-直流变换器的输入端口和输出端口均不设置电解电容。
优选地，所述控制电路包括：
第一控制信号生成电路，用于根据所述整流电压信号和预定阈值生成第一控制信号；
第二控制信号生成电路，用于根据充电要求和所述直流-直流变换器输出的充电电流生成第二控制信号；以及
逻辑电路，用于根据所述第一控制信号和所述第二控制信号调节所述充电电流；
其中，所述逻辑电路被配置为响应于所述第一控制信号有效，根据所述第二控制信号控制所述直流-直流变换器以固定占空比工作，响应于所述第一控制信号无效，控制所述直流-直流变换器不工作。
优选地，所述第一控制信号生成电路包括：
第一比较器，用于比较输入电流电压的采样信号与预定阈值以获取所述第一控制信号。
优选地，所述第二控制信号生成电路包括：
第一误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和电流基准信号以获取第一误差信号，所述电流基准信号用于表征充电要求；
第二误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和所述第一误差信号以获取第二误差信号；
补偿电路，用于根据所述第二误差信号生成补偿信号；以及
驱动电路，用于根据所述补偿信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述直流-直流变换器包括：
开关电路，包括至少一个半桥；
变压器，包括初级绕组和次级绕组；以及
谐振电容和谐振电感，与所述初级绕组串联以构成谐振电路。
优选地，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；以及
第二开关，连接在所述第一公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端和所述接地端之间。
优选地，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；
第二开关，连接在所述第一公共端与接地端之间；
第三开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第二公共端之间；以及
第四开关，连接在所述第二公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端和所述第二公共端之间。
优选地，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；
第二开关，连接在所述第一公共端与第二公共端之间；
第三开关，连接在所述第二公共端和第三公共端之间；
第四开关，连接在所述第三公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端和所述第三公共端之间
优选地，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；
第二开关，连接在所述第一公共端与第二公共端之间；
第三开关，连接在所述第二公共端和第三公共端之间；
第四开关，连接在所述第三公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第二公共端和所述接地端之间。
优选地，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电流采样信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
第二方面，本发明实施例提供一种电池充电方法，所述方法包括：
对输入交流电压进行整以获取整流电压信号；
根据所述整流电压信号生成充电电流以对电池进行充电；以及
根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值；以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
优选地，所述充电电流的频率被配置为约为所述输入交流电压的频率的两倍。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
优选地，所述直流-直流变换器为谐振型变换器或多电平变换器，通过调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
优选地，所述直流-直流变换器在所述工作频率下以固定占空比工作。
优选地，所述直流-直流变换器的输入端口和输出端口均不设置电解电容。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明实施例电池充电电路的电路图；
图2是本发明第一实施例的电池充电电路的电路图；
图3是本发明第一实施例的电池充电电路的工作波形图；
图4是本发明第一实施例的电池充电电路的工作波形图；
图5是本发明第二实施例的电池充电电路的电路图；
图6是本发明第二实施例的驱动电路的电路图；
图7是本发明第二实施例的电池充电电路的工作波形图；
图8是本发明第三实施例的电池充电电路的电路图；
图9是本发明第三实施例的驱动电路的电路图；
图10是本发明第三实施例的电池充电电路的工作波形图；
图11是本发明第四实施例的电池充电电路的电路图；
图12是本发明第四实施例的电池充电电路在第一模式下的工作波形图；
图13是本发明第四实施例的电池充电电路在第一模式下的信号波形图；
图14是本发明第四实施例的电池充电电路在第二模式下的工作波形图；
图15是本发明第四实施例的电池充电电路在第二模式下的信号波形图；
图16是本发明第五实施例的电池充电电路的电路图；
图17是本发明实施例的电池充电方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是本发明实施例电池充电电路的电路图。如图1所示，电池充电电路包括原边整流电路1、直流-直流变换器2和控制电路3。原边整流电路1被配置为对输入交流电压Vac进行整流输出整流电压信号Vin。直流-直流变换器2输入端口与所述原边整流电路1连接，被配置为接收所述整流电压信号Vin，并在输出端口生成充电电流Io以对电池进行充电。控制电路3被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器2的工作状态以调节所述充电电流Io，使得所述充电电流Io为断续的，并至少在所述输入交流电压Vac的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流Io的数值为零值；以及使得所述充电电流Io的平均值满足所述充电要求。在本实施例中，原边整流电路1包括开关Q11、Q12、Q13和Q14。其中开关Q11和Q14受控同步导通或关断，开关Q12和Q13受控与开关Q11和Q14以相反的方式同步导通或关断。由此，可以对输入的交流电压Vac进行整流以输出整流电压信号Vin。本发明以同步整流方式为例进行说明，应理解，原边整流电路1也可以采用二极管整流方式对输入的交流电Vac进行整流。
进一步地，由于本发明的整流电路采用全桥整流，因此，输入交流电压Vac的绝对数值低于预定阈值，也可以理解为整流电压信号Vin的值低于预定阈值。
在本实施例中，直流-直流变换器2输入端口与所述原边整流电路1连接，被配置为接收所述整流电压信号Vin，并在输出端口生成充电电流Io以对电池进行充电。其中，所述直流-直流变换器2为谐振型变换器或多电平变换器，所述充电电流Io为周期性变化的脉动电流。
进一步地，通常情况下交流电源供电时，大多数设备都无法直接使用交流电工作，这是因为交流电(例如50Hz的220V市电)是间断性地输出电能，而为了使得输出电能不间断，需要在充电电路中设置电解电容进行储能，从而当供电处于波谷时，供电的持续依赖电解电容器的储能来维持稳定的电能供应。因此，交流电源通过电源适配器给移动终端充电时，都是先将交流电源提供的交流电转换为稳定的直流电以供给移动终端。而电解电容的体积一般都比较大，且易损坏，使得电池充电电路的体积比较大且寿命短。然而本发明实施例的电池充电电路是为移动终端的电池充电，电池为移动终端供电，供电的持续性有电池作为保障，同时电池可以看作容性负载，这样使得电池充电电路在给电池充电时就可以不需要连续输出稳定的直流电。由此，可以在电池充电电路中不设置电解电容，使得所述直流-直流变换器2输出充电电流Io，以为电池充电。由此，可以减小电池充电电路的体积，增加电池充电电路的寿命。应理解，本发明实施例的电池充电电路中还涉及到一些其它电容元件，但这些电容并不是大容量的电解电容，而是用于滤波、积分等功能的电容，例如可以是贴片电容或者其它体积较小的电容。
进一步地，本实施例通过直流-直流变换器2将输入交流电压转换为脉动电流加载至电池，从而可实现脉动电流直接对电池进行快速充电。通过脉动电流对电池充电与传统的恒压恒流相比，能够降低锂电池的析锂现象，提高电池的使用寿命，并且还能够减少充电接口的触点的拉弧的概率和强度，提高充电接口的寿命，以及有利于降低电池的极化效应、提高充电速度、减少电池的发热，保证电池充电时的安全可靠。此外，由于输出的是脉动电流，从而无需在电池充电电路中设置电解电容，不仅可以实现电池充电电路的简单化、小型化，还可大大降低成本。
在本实施例中，电池充电电路还包括电容C2，连接在所述直流-直流变换器2的输出端，用于对所述直流-直流变换器2的输出信号进行滤波，C2不是电解电容。
在本实施例中，控制电路3被配置为根据充电要求生成控制信号G，控制所述直流-直流变换器2的工作状态以调节所述充电电流Io，使得所述充电电流Io为断续的，并至少在所述输入交流电压Vac的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流Io的数值为零值，以及使得所述充电电流Io的平均值满足所述充电要求。
进一步地，在所述输入交流电压Vac的绝对数值低于预定阈值时，所述控制电路3控制所述直流-直流变换器2不工作，以使得充电电流Io为零。在所述输入交流电压Vac的绝对数值高于预定阈值时，所述控制电路3控制所述直流-直流变换器2工作，以使得充电电流Io不为零。由此，可以获取断续的充电电流Io。
进一步地，所述充电电流Io不为零值的区间的数值为固定的，所述充电电流Io的波形可以为方波。
进一步地，所述充电电流Io不为零值的区间的数值为变化的，所述充电电流Io的波形可以为三角波或正弦波等。
进一步地，在所述输入交流电压Vac的绝对数值高于预定阈值时，所述控制电路3被配置为调节所述直流-直流变换器2的工作频率以调节所述充电电流Io，所述直流-直流变换器2被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
进一步地，所述充电电流Io的频率是所述输入交流电压的频率的两倍，或者，所述充电电流Io的频率约为所述输入交流电压的频率的两倍。
进一步地，所述直流-直流变换器2的输入端口和输出端口均不设置电解电容。
进一步地，直流-直流变换器2可以是谐振式变换器，本发明以LLC谐振电路为例进行说明，例如半桥LLC电路、三电平LLC电路、带飞跨电容三电平LLC电路或全桥LLC电路等。由于LLC谐振电路具有体积小、效率高等特点，由此，可以进一步减小所述电池充电电路的体积，提高效率。应理解，直流-直流变换器2也可以是其它谐振式电路，比如LCC电路等。
具体地，LLC谐振电路是采用固定的占空比控制，通过调节工作频率来调节输出信号的。也就是说，在不同的输入电压下，保持占空比不变，通过调节开关频率以调节输出信号。
在本实施例中，控制电路3用于根据充电要求控制所述直流-直流变换器2的工作状态以调节所述充电电流Io。
进一步地，控制电路3根据所述直流-直流变换器2的输入电压(整流电压信号Vin)采样信号Vs控制所述直流-直流变换器2的工作状态，使得所述充电电流Io为断续的。具体地，至少在所述输入交流电压Vac的绝对数值低于预定阈值时，控制所述直流-直流变换器2不工作，使得所述充电电流Io的数值为零值；在所述输入交流电压Vac的绝对数值高于预定阈值时，控制所述直流-直流变换器2工作，使得所述充电电流Io的数值不为零。由此，可以使得所述充电电流Io为脉动电流。
进一步地，在所述输入交流电压Vac的绝对数值高于预定阈值时，控制电路3根据输出电流(充电电流Io)采样信号Vfb和电流基准信号Iref生成控制信号G，以控制所述充电电流Io满足充电要求。
图2是本发明第一实施例的电池充电电路的电路图。如图2所示，所述直流-直流变换器2采用半桥LLC电路，包括开关电路21、变压器22、副边整流电路23、谐振电感L1和谐振电容C3。
在本实施例中，开关电路21包括第一开关Q21和第二开关Q22，其中，第一开关Q21和第二开关Q22的公共端为a。第一开关Q21连接在所述原边整流电路1的输出端和公共端a之间。第二开关Q22连接在所述公共端a与接地端之间。第一开关Q21和第二开关Q22分别受控于控制信号G1和G2导通或关断。
具体地，在第一开关Q21导通且第二开关Q22关断时，谐振电路连接在原边整流电路1的输出端，输入电压Vin为充电电池供电，同时为谐振电路中的储能元件充电。在第一开关Q21关断且第二开关Q22导通时，通过谐振电路中的储能元件放电为充电电池供电。
在本实施例中，电容C1连接在所述原边整流电路1的输出端，用于对原边整流电路1输出的整流电压信号进行滤波，电容C1不是电解电容。
在本实施例中，变压器22包括初级绕组L2和次级绕组L3。
在本实施例中，谐振电感L1连接在公共端a与初级绕组L2的一端之间，谐振电容C3连接在初级绕组L2的另一端与接地端之间。由此，谐振电感L1、初级绕组L2和谐振电容C3串联形成LLC谐振电路，其中谐振电容C3不是电解电容。
进一步地，LLC谐振电路是采用固定的占空比控制，通过调节工作频率(开关频率)来调节输出的充电电流Io。也就是说，在不同的输入电压下，保持占空比不变，通过调节开关频率以调节充电电流Io的平均值，使其满足充电要求。
具体地，LLC谐振电路有两个固定的谐振频率f1和f2。具体如下：
其中，f1为第一谐振频率，f2为第二谐振频率。
响应于所述工作频率大于所述第一谐振频率f1，所述LLC谐振电路工作在降压模式。响应于所述工作频率大于所述第二谐振频率f2，且小于所述第一谐振频率f1，所述LLC谐振电路工作在升压模式。由此，可以通过控制开关频率控制LLC谐振电路的输出信号，进而调节充电电流Io。
在本实施例中，副边整流电路23与所述次级绕组L3连接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路23整流后，以提供充电电流Io至输出端，以为电池充电。
在本实施例中，控制电路3被配置为调节所述直流-直流变换器2的工作频率以调节所述充电电流Io。具体地，控制电路3包括：第一控制信号生成电路31、第二控制信号生成电路32和逻辑电路33。其中，第一控制信号生成电路31用于根据所述整流电压信号Vin和预定阈值Vth生成第一控制信号En。第二控制信号生成电路32用于根据充电要求和所述直流-直流变换器2输出的充电电流Io生成第二控制信号PWMH和PWML。逻辑电路33用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，所述逻辑电路33被配置为响应于所述第一控制信号En有效，根据所述第二控制信号PWMH和PWML控制所述直流-直流变换器2在工作频率下以固定占空比工作；响应于所述第一控制信号En无效，控制所述直流-直流变换器2不工作。
在本实施例中，第一控制信号生成电路31包括输入信号采样电路和第一比较器CMP1。其中，所述输入信号采样电路包括电阻R2和R3，电阻R2和R3串联在原边整流电路1的输出端之间，以采样整流电压信号Vin以获取输入电压采样信号Vs。第一比较器CMP1的同相输入端输入所述输入电压采样信号Vs，反相输入端输入预定阈值Vth，用于比较输入电压采样信号Vs与预定阈值Vth以获取所述第一控制信号En。
进一步地，所述第一控制信号En为使能信号，响应于所述比较输入电压采样信号Vs大于预定阈值Vth，第一控制信号En为高电平。响应于所述比较输入电压采样信号Vs小于预定阈值Vth，第一控制信号En为低电平。应理解，第一控制信号生成电路31并不限于文中所述的方式，本领域技术人员可以采用其它等同的方式或己有的方式来生成第一控制信号。
在本实施例中，第二控制信号生成电路32包括第一误差放大器Gm1、第二误差放大器Gm2、补偿电路和驱动电路321。其中，第一误差放大器Gm1用于比较输出电流采样信号Vfb和电流基准信号Iref以获取第一误差信号Vref。第二误差放大器Gm2用于比较输出电流采样信号Ifb和所述第一误差信号Vref以获取第二误差信号Vcs。补偿电路用于根据所述第二误差信号Vcs生成补偿信号Vcp。驱动电路321用于根据所述补偿信号Vcp生成所述第二控制信号PWMH和PWML。
在本实施例中，第一误差放大器Gm1的同相输入端输入电流基准信号Iref，反相输入端输入输出电流采样信号Vfb。其中，输出电流采样信号为电压信号，用于表征输出电流；所述电流基准信号Iref用于表征充电要求，具体地，所述电流基准信号Iref用于表征电池充电时所需要的平均电流。由此，使得所述第一误差放大器Gm1的输出信号表征实际充电电流Io与需要的充电电流Io的差值，由此，可以形成平均电流环以控制充电电流Io的平均值趋近于所述电流基准信号Iref。
进一步地，所述第二控制信号生成电路32还包括电容C4，连接在所述第一误差放大器Gm1的输出端和接地端之间，将所述第一误差放大器Gm1输出的电流信号转换为电压信号，也即第一误差信号Vref。其中，电容C4不是电解电容。
在本实施例中，以第一误差信号Vref为基准信号，输入所述第二误差放大器Gm2的同相输入端，第二误差放大器Gm2的反相输入端输入输出电流采样信号Vfb，通过比较输出电流采样信号Vfb和所述第一误差信号Vref以获取第二误差信号Vcs。由此，可以形成瞬时电流环通过调节所述直流-直流变换器2的工作频率以控制所述充电电流Io的瞬时值的大小。
进一步地，第二控制信号生成电路32还包括电容C5，连接在所述第二误差放大器Gm2的输出端和接地端之间，用于将第二误差放大器输出的电流信号转换为对应的电压信号Vcs。其中，电容C5不是电解电容。
在本实施例中，补偿电路包括电阻R1、电阻R4和光耦，用于根据所述第二误差信号Vcs生成补偿信号Vcp。
在本实施例中，驱动电路321用于根据所述补偿信号Vcp生成PWM(脉冲宽度调制)信号，也就是说，所述第二控制信号为PWMH和PWML。
在本实施例中，逻辑电路33用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路33不输出控制信号G1和G2。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路33根据所述第二控制信号PWMH和PWML生成控制信号G1和G2，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。应理解，逻辑电路的工作方式并不限于上述描述的方式，例如，响应于所述第一控制信号En为低电平，输出所述控制信号G1和G2均为低电平。响应于所述第一控制信号En为高电平，将所述第二控制信号PWMH和PWML作为控制信号G1和G2输出。
图3是本发明第一实施例的电池充电电路的工作波形图。图3示出了输入电压采样信号Vs、预定阈值Vth、第一控制信号En、输出电流采样信号Vfb和第二控制信号G1和G2(PWM信号)的波形图，其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在t1时刻，输入电压采样信号Vs下降到与所述预定阈值Vth相等，第一控制信号En切换为低电平，逻辑电路33不输出控制信号G1和G2，控制所述开关电路21不工作，即第一开关Q21和第二开关Q22关闭，使得充电电流Io为零(或接近于零)，进而使得输出电流采样信号Vfb为0。在t2时刻，输入电压采样信号Vs上升到与所述预定阈值Vth相等，第一控制信号En切换为高电平，逻辑电路33输出控制信号G1和G2，控制所述开关电路21工作，使得第一开关Q21和第二开关Q22交替导通或关断，使得充电电流Io较高，输出电流采样信号Vfb较高。在t3时刻，输入电压采样信号Vs又下降到与所述预定阈值Vth相等，如此循环。第一开关Q21和第二开关Q22在每个周期内的一段时间内同时处于关断状态，使得充电电流Io为零；在每个周期内的另一段时间内同时处于交替导通或关断状态，使得充电电流Io较高。由此，可以使得充电电流Io是一个脉冲电流。
图4是本发明第一实施例的电池充电电路的工作波形图。图4示出了第一开关Q21和第二开关Q22处于交替导通或关断状态时间段的补偿信号Vcp、斜坡信号Vsaw和PWM(PWMH和PWML)信号的波形图。其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在第一开关Q21和第二开关Q22处于交替导通或关断状态时间段内，在t4时刻，斜坡信号Vsaw开始上升，PWMH切换为高电平，PWML保持低电平不变。在t5时刻，斜坡信号Vsaw上升至与补偿信号Vcp相等，PWMH切换为低电平，PWML保持低电平不变。经过读取时间Δt(死区时间)之后，即在t6时刻，斜坡信号Vsaw开始上升，PWMH保持低电平不变，PWML切换为高电平。如此循环，使得PWM信号的占空比一直为50％，控制所述直流-直流变换器2被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
由此，可以根据电流基准信号Iref和输出电流采样信号Vfb的差值调节直流-直流变换器2的工作频率，并使得所述直流-直流变换器2在所述工作频率下以固定占空比工作，以此调节充电电流Io的平均值满足充电要求以为电池充电。
在本实施例中，所述第一开关Q21和所述第二开关Q22可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
图5是本发明第二实施例的电池充电电路的电路图。如图5所示，所述直流-直流变换器2采用三电平LLC电路，包括开关电路21、变压器22、副边整流电路23、谐振电感L1和谐振电容C3。
在本实施例中，开关电路21包括第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24，其中，第一开关Q21和第二开关Q22的公共端为a，第二开关Q22和第三开关Q23的公共端为b，第三开关Q23和第四开关Q24的公共端为c。第一开关Q21连接在所述原边整流电路1的输出端和第一公共端a之间。第二开关Q22连接在所述第一公共端a与第二公共端b之间。第三开关Q23连接在所述第二公共端b和第三公共端c之间。第四开关Q24连接在所述第三公共端c与接地端之间。电容C6连接在所述原边整流电路1的输出端和第二公共端b之间，电容C7连接在所述第二公共端b与接地端之间，其中，电容C6、C7不是电解电容。第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24分别受控于控制信号G1、G2、G3和G4导通或关断。
具体地，控制开关Q21和Q24同步导通或关断，控制开关Q22和Q23以与开关Q21和Q24相反的方式同步导通或关断，以实现为电池充电。
在本实施例中，变压器22包括初级绕组L2和次级绕组L3。
在本实施例中，谐振电感L1连接在第一公共端a与初级绕组L2的一端之间，谐振电容C3连接在初级绕组L2的另一端与第三公共端c之间。由此，谐振电感L1、初级绕组L2和谐振电容C3串联形成LLC谐振电路，其中，电容C3不是电解电容。具体地，LLC谐振电路的工作原理已在第一实施例中描述，在此不再赘述。
在本实施例中，副边整流电路23与所述次级绕组L3连接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路23整流后，以提供充电电流Io至输出端，以为电池充电。
在本实施例中，控制电路3的结构与第一实施例的控制电路3的结构类似，在此不再赘述。不同之处在于，驱动电路321获取谐振电流采样信号Ichg，根据所述谐振电流采样信号Ichg和所述补偿信号Vcp生成所述第二控制信号PWMH和PWML。
进一步地，图6是本发明第二实施例的驱动电路的电路图。如图6所示，驱动电路321包括第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和RS触发器。具体地，驱动电路321还包括电容Cchg，将所述谐振电流采样信号Ichg转换为对应的电压信号Vchg，输入到所述第二比较器CMP2的反相输入端和所述第三比较器CMP3的同相输入端，其中，电容Cchg不是电解电容。应理解，驱动电路321可以直接采样谐振电容C3的电压以直接作为电压信号Vchg，无需电容Cchg。同时，驱动电路321获取固定的共模电压信号Vcm。第二比较器CMP2的同相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的差值，第三比较器CMP3的反相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的和。
在本实施例中，逻辑电路33用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路33不输出控制信号G1、G2、G3和G4。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路33输出所述控制信号G1、G2、G3和G4，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。
图7是本发明实施例的第二示例的电池充电电路的工作波形图。图7示出了第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24处于交替导通或关断状态时间段的谐振电流采样信号Ichg、电压信号Vchg和PWM(PWMH和PWML)信号的波形图。其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在t1时刻，电压信号Vchg上升至与Vcm+Vcp相等，第三比较器CMP3输出为高电平，即RS触发器的复位信号有效，PWMH切换为低电平，PWML切换为高电平。在t2时刻，电压信号Vchg下降至与Vcm-Vcp相等，第二比较器CMP2输出为高电平，即RS触发器的置位信号有效，PWMH切换为高电平，PWML切换为低电平。如此循环，使得PWM信号的占空比一直为50％，控制所述直流-直流变换器2被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
在本实施例中，所述第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
图8是本发明第三实施例的电池充电电路的电路图。如图8所示，所述直流-直流变换器2采用带飞跨电容三电平LLC电路，包括开关电路21、变压器22、副边整流电路23、谐振电感L1和谐振电容C3。
在本实施例中，开关电路21包括第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24，其中，第一开关Q21和第二开关Q22的公共端为a，第二开关Q22和第三开关Q23的公共端为b，第三开关Q23和第四开关Q24的公共端为c。第一开关Q21连接在所述原边整流电路1的输出端和第一公共端a之间。第二开关Q22连接在所述第一公共端a与第二公共端b之间。第三开关Q23连接在所述第二公共端b和第三公共端c之间。第四开关Q24连接在所述第三公共端c与接地端之间。电容C1连接在所述第一公共端a和第三公共端c之间，其中，电容C1不是电解电容。第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24分别受控于控制信号G1、G2、G3和G4导通或关断。
具体地，控制开关Q21和Q24以相反的方式导通或关断，控制开关Q22和Q23以相反的方式导通或关断，以实现对充电电池的供电。
在本实施例中，变压器22包括初级绕组L2和次级绕组L3。
在本实施例中，谐振电感L1连接在第二公共端b与初级绕组L2的一端之间，谐振电容C3连接在初级绕组L2的另一端与接地端之间。由此，谐振电感L1、初级绕组L2和谐振电容C3串联形成LLC谐振电路。具体地，LLC谐振电路的工作原理已在第一实施例中描述，在此不再赘述。
在本实施例中，副边整流电路23与所述次级绕组L3连接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路23整流后，以提供充电电流Io至输出端，以为电池充电。
在本实施例中，控制电路3的结构与第二实施例的控制电路3的结构类似，在此不再赘述。不同之处在于，驱动电路321直接获取谐振电容电压作为电压信号Vchg，根据所述电压信号Vchg和所述补偿信号Vcp生成所述第二控制信号PWMH和PWML。同样，应理解，驱动电路321如图6所示，通过采样谐振电容电流经电容Cchg积分获取电压信号Vchg。
进一步地，图9是本发明第三实施例的驱动电路的电路图。如图9所示，第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和RS触发器。具体地，电压信号Vchg输入到所述第二比较器CMP2的反相输入端和所述第三比较器CMP3的同相输入端。同时，驱动电路321获取以固定的共模电压信号Vcm。所述第二比较器CMP2的同相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的差值，所述第三比较器CMP3的反相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的和。
在本实施例中，逻辑电路33用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路33不输出控制信号G1、G2、G3和G4。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路33输出所述控制信号G1、G2、G3和G4，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。
图10是本发明第三实施例的电池充电电路的工作波形图。图10示出了第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24处于交替导通或关断状态时间段的电压信号Vchg和PWM(PWMH和PWML)信号的波形图。其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在t1时刻，电压信号Vchg上升至与Vcm+Vcp相等，第三比较器CMP3输出为高电平，即RS触发器的复位信号有效，PWMH切换为低电平，PWML切换为高电平。在t2时刻，电压信号Vchg下降至与Vcm-Vcp相等，第二比较器CMP2输出为高电平，即RS触发器的置位信号有效，PWMH切换为高电平，PWML切换为低电平。如此循环，使得PWM信号的占空比一直为50％，控制所述直流-直流变换器2被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
在本实施例中，所述第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
图11是本发明第四实施例的电池充电电路的电路图。如图11所示，所述直流-直流变换器2采用三电平LLC电路，包括开关电路21、变压器22、副边整流电路23、谐振电感L1和谐振电容C3。
在本实施例中，开关电路21包括第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24，其中，第一开关Q21和第二开关Q22的公共端为a，第二开关Q22和第三开关Q23的公共端为b，第三开关Q23和第四开关Q24的公共端为c。第一开关Q21连接在所述原边整流电路1的输出端和第一公共端a之间。第二开关Q22连接在所述第一公共端a与第二公共端b之间。第三开关Q23连接在所述第二公共端b和第三公共端c之间。第四开关Q24连接在所述第三公共端c与接地端之间。电容C6连接在原边整流电路1的输出端和第二公共端b之间。电容C7连接在第二公共端b和接地端之间，其中，电容C6、C7不是电解电容。第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24分别受控于控制信号G1、G2、G3和G4导通或关断。
具体地，控制开关Q21和Q24同步导通或关断，控制开关Q22和Q23以与开关Q21和Q24相反的方式同步导通或关断，以实现对充电电池的供电。或者，控制开关Q21和Q22以相反的方式导通或关断，同时控制开关Q23和Q24以相反的方式导通或关断，以实现对充电电池的供电。
在本实施例中，变压器22包括初级绕组L2和次级绕组L3。
在本实施例中，谐振电感L1连接在第一公共端a与初级绕组L2的一端之间，谐振电容C3连接在初级绕组L2的另一端与第三公共端c之间。由此，谐振电感L1、初级绕组L2和谐振电容C3串联形成LLC谐振电路。具体地，LLC谐振电路的工作原理已在第一实施例中描述，在此不再赘述。
在本实施例中，副边整流电路23与所述次级绕组L3连接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路23整流后，以提供充电电流Io至输出端，以为电池充电。
在本实施例中，控制电路3被配置为调节所述直流-直流变换器2的工作频率以调节所述充电电流Io。具体地，控制电路3的结构与第一实施例的控制电路3的结构类似，在此不再赘述。
进一步地，响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路33不输出控制信号G1、G2、G3和G4。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路33输出所述控制信号G1、G2、G3和G4，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。
进一步地，根据输入交流电压Vac的大小不同，所述逻辑电路33输出不同控制信号，使得电池充电电路工作在不同的模式。具体地，当输入交流电压较低时(例如Vac为90V-132V时)，控制所述直流-直流变换器2工作在第一模式。当输入交流电压较高时(例如Vac为176V-264V时)，控制所述直流-直流变换器2工作在第二模式。
图12是本发明第四实施例的电池充电电路在第一模式下的工作波形图。如图12所示，在t1时刻，输入电压Vin1下降到与第一预定阈值Vth1相等，第一比较器CMP1输出低电平，逻辑电路不输出控制信号，控制所述开关电路21不工作，即控制第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24全部关闭，使得充电电流Io为零，进而使得输出电流采样信Vfb为0。在t2时刻，输入电压Vin1上升到与第一预定阈值Vth1相等，第一比较器CMP1输出高电平，逻辑电路输出控制信号控制第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24交替导通或关断，控制所述开关电路21工作，使得输出电流Io较高，进而使得输出电流采样信号Vfb较高。如此循环，使得第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24在每个周期内的一段时间内同时处于关断状态，使得输出电流Io为零；一段时间内同时处于交替导通或关断状态，使得输出电流Io较高。由此，可以使得输出电流Io是一个脉冲电流。
图13是本发明第四实施例的电池充电电路在第一模式下的信号波形图。图13示出了直流-直流变换器处于工作状态时的工作波形图，图中Isr为副边整流电路的输出电流。
具体地，在t4-t5时间段内，G1和G4为低电平，G2和G3为高电平，使得开关Q21和Q24关断，Q22和Q23导通，此时，电感电流ILr为负。在t5-t6时间段内，G1和G4为高电平，G2和G3为低电平，使得开关Q21和Q24导通，Q22和Q23关断，此时，电感电流ILr为正。
图14是本发明实施例的第四示例的电池充电电路在第二模式下的工作波形图。如图14所示，在t1时刻，输入电压Vin2下降到与第一预定阈值Vth2相等，第一比较器CMP1输出低电平，逻辑电路不输出控制信号，控制所述开关电路21不工作，即控制第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24全部关闭，使得输出电流Io为零，进而使得输出电流采样信Vfb为0。在t2时刻，输入电压Vin2上升到与第一预定阈值Vth2相等，第一比较器CMP1输出高电平，逻辑电路输出控制信号控制第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24交替导通或关断，控制所述开关电路21工作，使得输出电流Io较高，进而使得输出电流采样信Vfb较高。如此循环，使得第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24在每个周期内的一段时间内同时处于关断状态，使得输出电流Io为零；一段时间内同时处于交替导通或关断状态，使得输出电流Io较高。由此，可以使得输出电流Io是一个脉冲电流。
其中，Vth2＝2*Vth1，且Vin2＝2*Vin1
图15是本发明第四实施例的电池充电电路在第二模式下的信号波形图。图15示出了直流-直流变换器处于工作状态时的工作波形图，图中Isr为副边整流电路的输出电流。
具体地，在t4-t5时间段内，G1和G4为低电平，G2和G3为高电平，使得开关Q22和Q23导通，Q21和Q24关断，此时，电感电流ILr为负。在t5-t6时间段内，G1和G3为低电平，G2和G4为高电平，使得开关Q21和Q23关断，Q22和Q24导通，此时，电感电流ILr为正。在t6-t7时间段内，G1和G4为低电平，G2和G3为高电平，使得开关Q22和Q23导通，Q21和Q24关断，此时，电感电流ILr为负。在t7-t8时间段内，G1和G3为高电平，G2和G4为低电平，使得开关Q21和Q23导通，Q22和Q24关断，此时，电感电流ILr为正。
由此，当低输入电压时，控制开关Q21、Q24同步导通或关断，控制开关Q22、Q23以与开关Q21、Q24相反的方式同步导通或关断。同时，当高输入电压时，控制开关Q21和Q22以相反的方式导通或关断，控制开关Q23和Q24以相反的方式导通或关断。由此，通过控制开关频率，以弥补由于输入电压增加导致的增益增加，使得增益相对稳定，实现优化设计。
在本实施例中，所述第一开关Q21、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
图16是本发明第五实施例的电池充电电路的电路图。如图16所示，所述直流-直流变换器2采用全桥LLC电路，包括开关电路21、变压器22、副边整流电路23、谐振电感L1和谐振电容C3。
在本实施例中，开关电路21包括第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24，其中，第一开关，连接在所述原边整流电路1的输出端和第一公共端a之间。第二开关，连接在所述第一公共端a与接地端之间。第三开关，连接在所述原边整流电路1的输出端和第二公共端b之间。第四开关，连接在所述第二公共端b与接地端之间。其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端a和所述第二公共端b之间。电容C1连接在所述原边整流电路1的输出端和接地端之间，其中，电容C1不是电解电容。第一开关、第二开关Q22、第三开关Q23和第四开关Q24分别受控于控制信号G1、G2、G3和G4导通或关断。
具体地，控制开关Q21和Q24同步导通或关断，控制开关Q22和Q23以与开关Q21和Q24相反的方式同步导通或关断，以实现对充电电池的供电。
在本实施例中，变压器22包括初级绕组L2和次级绕组L3。
在本实施例中，谐振电感L1连接在第一公共端a与初级绕组L2的一端之间，谐振电容C3连接在初级绕组L2的另一端与第二公共端b之间。由此，谐振电感L1、初级绕组L2和谐振电容C3串联形成LLC谐振电路。具体地，LLC谐振电路的工作原理已在第一实施例中描述，在此不再赘述。
在本实施例中，副边整流电路23与所述次级绕组L3连接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路23整流后，以提供充电电流Io至输出端，以为电池充电。
在本实施例中，控制电路3可以采用上述四种实施例中的任意一种控制电路，用于调节所述直流-直流变换器2的工作频率以调节所述充电电流电流。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
应理解，本发明实施例的直流-直流变换器和控制电路并不限于上述的组合方式上述的几种控制电路和直流-直流变换器可以任意方式组合形成本发明实施例的电池充电电路。
还应理解，本发明的几种实施例以脉冲电流为方波为例进行说明，但是脉冲电流的波形并不限于方波也可以是其它形状的波形，例如三角波和正弦波等。
还应理解，上述五种实施例的电池充电电路涉及到的电容元件均不是电解电容，而是用于滤波、积分等功能的电容，例如可以是贴片电容或者其它体积较小的电容。
图17是本发明实施例的电池充电方法的流程图。如图17所示，本发明实施例的电池充电方法包括如下步骤：
步骤S100、对输入交流电压进行整流以获取整流电压信号。
步骤S200、根据所述整流电压信号生成充电电流以对电池进行充电。
步骤S300、根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流。
进一步地，根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值；以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
优选地，所述充电电流的频率被配置为约为所述输入交流电压的频率的两倍。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
优选地，所述直流-直流变换器为谐振型变换器或多电平变换器，通过调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
优选地，所述直流-直流变换器在所述工作频率下以固定占空比工作。
优选地，所述直流-直流变换器的输入端口和输出端口均不设置电解电容。
本发明实施例的技术方案通过根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值，以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。由此，可以通过断续的电流对电池进行充电，可以去除电池充电电路中的电解电容，减小电池充电电路的体积，提高电池充电电路使用寿命和安全性。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (26)

1.一种电池充电电路，其特征在于，包括：
原边整流电路，被配置为对输入交流电压进行整流输出整流电压信号；
直流-直流变换器，输入端口与所述原边整流电路连接，被配置为接收所述整流电压信号，并在输出端口生成充电电流以对电池进行充电；以及
控制电路，被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值；以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
2.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述充电电流的频率被配置为约为所述输入交流电压的频率的两倍。
3.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
4.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
5.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述直流-直流变换器为谐振型变换器或多电平变换器，所述控制电路被配置为调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
6.根据权利要求5所述的电池充电电路，其特征在于，所述直流-直流变换器被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
7.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述直流-直流变换器的输入端口和输出端口均不设置电解电容。
8.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述控制电路包括：
第一控制信号生成电路，用于根据所述整流电压信号和预定阈值生成第一控制信号；
第二控制信号生成电路，用于根据充电要求和所述直流-直流变换器输出的充电电流生成第二控制信号；以及
逻辑电路，用于根据所述第一控制信号和所述第二控制信号调节所述充电电流；
其中，所述逻辑电路被配置为响应于所述第一控制信号有效，根据所述第二控制信号控制所述直流-直流变换器以固定占空比工作，响应于所述第一控制信号无效，控制所述直流-直流变换器不工作。
9.根据权利要求8所述的电池充电电路，其特征在于，所述第一控制信号生成电路包括：
第一比较器，用于比较输入电流电压的采样信号与预定阈值以获取所述第一控制信号。
10.根据权利要求8所述的电池充电电路，其特征在于，所述第二控制信号生成电路包括：
第一误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和电流基准信号以获取第一误差信号，所述电流基准信号用于表征充电要求；
第二误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和所述第一误差信号以获取第二误差信号；
补偿电路，用于根据所述第二误差信号生成补偿信号；以及
驱动电路，用于根据所述补偿信号生成所述第二控制信号。
11.根据权利要求1所述的电池充电电路，其特征在于，所述直流-直流变换器包括：
开关电路，包括至少一个半桥；
变压器，包括初级绕组和次级绕组；以及
谐振电容和谐振电感，与所述初级绕组串联以构成谐振电路。
12.根据权利要求11所述的电池充电电路，其特征在于，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；以及
第二开关，连接在所述第一公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端和所述接地端之间。
13.根据权利要求11所述的电池充电电路，其特征在于，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；
第二开关，连接在所述第一公共端与接地端之间；
第三开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第二公共端之间；以及
第四开关，连接在所述第二公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端和所述第二公共端之间。
14.根据权利要求11所述的电池充电电路，其特征在于，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；
第二开关，连接在所述第一公共端与第二公共端之间；
第三开关，连接在所述第二公共端和第三公共端之间；
第四开关，连接在所述第三公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第一公共端和所述第三公共端之间。
15.根据权利要求11所述的电池充电电路，其特征在于，所述开关电路包括：
第一开关，连接在所述原边整流电路的输出端和第一公共端之间；
第二开关，连接在所述第一公共端与第二公共端之间；
第三开关，连接在所述第二公共端和第三公共端之间；
第四开关，连接在所述第三公共端与接地端之间；
其中，所述谐振电路连接在所述第二公共端和所述接地端之间。
16.根据权利要求10所述的电池充电电路，其特征在于，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电流采样信号生成所述第二控制信号。
17.根据权利要求16所述的电池充电电路，其特征在于，所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
18.根据权利要求11所述的电池充电电路，其特征在于，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电压采样信号生成所述第二控制信号。
19.根据权利要求18所述的电池充电电路，其特征在于，所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电压采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电压采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
20.一种电池充电方法，其特征在于，所述方法包括：
对输入交流电压进行整以获取整流电压信号；
根据所述整流电压信号生成充电电流以对电池进行充电；以及
根据充电要求控制直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述输入交流电压的绝对数值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值；以及使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述充电电流的频率被配置为约为所述输入交流电压的频率的两倍。
22.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
23.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
24.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述直流-直流变换器为谐振型变换器或多电平变换器，通过调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
25.根据权利要求24所述的方法，其特征在于，所述直流-直流变换器在所述工作频率下以固定占空比工作。
26.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述直流-直流变换器的输入端口和输出端口均不设置电解电容。
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