CN102611381A - 永磁同步电机直接转矩控制*** - Google Patents

Abstract

一种永磁同步电机直接转矩控制***，所述控制***中对定子磁链和转速估算采用EKF观测器，根据永磁同步电机的数学模型选取***的状态变量为x＝[ψ_α，ψ_β，ω_r，θ_r]^T，输入变量为u＝u_α，u_β]^T，输出变量为y＝[i_α，i_β]^T，则得***的状态方程和输出方程(11)；以电机转速作为ADRC速度控制器的输入，通过得到的定子磁链计算出电磁转矩的测量值T_e，并将测量值T_e和电磁转矩给定信号进行比较，其比较结果作为空间电压矢量脉冲发生器的输入，空间电压矢量脉冲发生器的输出连接永磁同步电机的电压源逆变器。本发明具有良好动态性能、稳态性能较好、鲁棒性和抗干扰能力强。

Description

永磁同步电机直接转矩控制***

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制***。

背景技术

永磁同步电机的发展得益于电力电子技术和现代控制理论的发展，永磁同步电机采用永久磁铁产生气隙磁通而不需要外部励磁，具有极高的功率密度以及转矩/惯量比，并且它有体积小、重量轻、能量转换效率高、运行可靠性高、调速范围广等优点，在中小型运动控制***及高性能控制场合占据日益重要的地位，成为航空航天、轧钢、数控伺服***、电动车辆、电梯、船舶潜艇等领域的重要研究对象。以往的控制***中采用PID控制器作为速度调节器，使用电压积分器进行定子磁链估算，但是由于PID控制是一种线性控制方法，而且PID参数随着被控对象的实际环境的变化需作相应的调整；电压积分器也存在明显的方法缺陷，因此，解决上述问题是设备的需要、用户的需求，也是技术的发展趋势。

发明内容

为了克服已有永磁同步电机的控制***的动态性能较差、稳态性能较差、鲁棒性和抗干扰能力较差的不足，本发明提供一种具有良好动态性能、稳态性能较好、鲁棒性和抗干扰能力强的永磁同步电机直接转矩控制***。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种永磁同步电机直接转矩控制***，所述控制***中对定子磁链和转速估算采用EKF观测器，所述EKF观测器采用扩张的卡尔曼滤波器，根据永磁同步电机的数学模型选取***的状态变量为x＝[ψ_α，ψ_β，ω_r，θ_r]^T，输入变量为u＝u_α，u_β]^T，输出变量为y＝[i_α，i_β]^T，则得***的状态方程和输出方程：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{g}{x}\left(t\right)=f[x\left(t\right),t]+\mathrm{Bu}\left(t\right)\\ y\left(t\right)=h[x\left(t\right),t]\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中： $f[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}-\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ -\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ 0\\ {\mathrm{\ω}}_r\end{array}\right],$ $h[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\\ \frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\end{array}\right],$ $B=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]$

其中，ψ_α，ψ_β，u_α，u_β，i_α，i_β分别为定子磁链矢量、定子电压和定子电流的α、β轴分量，R_s为定子电阻，L_s为等效同步电感，ψ_f为转子永磁体磁链矢量，ω_r为转子转速，θ_r为转子位置角；

所述EKF观测器中，以电机转速作为ADRC速度控制器的输入，通过得到的定子磁链计算出电磁转矩的给定值T_e，并将T_e和电磁转矩给定信号

进行比较，其比较结果作为空间电压矢量脉冲发生器的输入，空间电压矢量脉冲发生器的输出连接永磁同步电机的电压源逆变器。

进一步，所述控制***还包括用以计算电磁转矩给定信号

的自抗扰控制器，所述自抗扰控制器包括扩张状态观测器，扩张状态观测器的数学模型如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{g}{z_1}=z_2-{\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+d_{0}u\\ \stackrel{g}{z_2}=-{\mathrm{\β}}_2{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，z₁为电机实际转速的跟踪值，z₂为***所受扰动R(t)的估计值，d₀取N_p/J，β₁，β₂，是表达式的参数，α₁，α₂是扩张状态观测器的滤波因子，δ₁，δ₂是线性区间宽度；

根据扩张状态观测器实时估计出的***扰动z₂进行前馈补偿，得到电磁转矩给定信号

表达式如下所示：

$T_e^{*}={\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(k_1-z_1,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)-\frac{z_2}{d_0}---\left(7\right).$

本发明的技术构思为：永磁同步电机直接转矩控制***，闭环***的动态性能对经典的PID调节器参数变化敏感，存在超调过大的问题，PID是一种线性控制策略，当非线性***受到扰动时，PID控制效果达不到理想效果。对定子磁链的估算方面，电压积分法存在着误差累积和积分饱和的问题。为此，综合使用自抗扰控制策略、扩展的卡尔曼滤波和空间电压矢量脉冲发生器来改进控制***，使得***的动态性能和稳态性能更好，抗干扰能力和鲁棒性更强。

自抗扰控制是一种非线性控制方法，具有实时估计***所受扰动并进行及时补偿的能力，其适应性强、鲁棒性好、控制性能好。自抗扰控制器采用了PID误差反馈控制的核心理念，它是由跟踪-微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)、非线性状态误差反馈(NLSEF)和扰动补偿四部分组成。跟踪-微分器依据给定值k过渡到k₁，并且得到其微分信号k₂；而扩张状态以被控对象的输出信号y和控制量u进行实时估算，得到被控对象的状态z₁，z₂和***所受扰动z₃；接着利用非线性函数将状态误差e₁、e₂变为初始控制量u₀输出；最后将扰动的实时估算值z₃进行扰动补偿，输出被控对象的最终控制量u。

在永磁同步电机的直接转矩控制中，比较关键的一个步骤是电磁转矩和定子磁链信息的获取，而这两者之中由于电磁转矩是根据定子磁链和定子电流来估算的，因此定子磁链的估算精度很大程度决定了电磁转矩的估算精度，所有定子磁链的估算就显得非常关键。以往采用电压积分法来估算定子磁链，但这种方法存在误差累积和积分饱和的问题，这也使导致电磁转矩和定子磁链脉动的主要原因之一。扩展的卡尔曼滤波器中，电机电压和电机电流是输入变量，定子磁链和转速是状态变量。

在永磁同步电机直接转矩控制中，另一个问题是逆变器开关频率不恒定，将空间电压矢量脉冲发生器(SVPWM)结合以上两种控制策略，既保证了逆变器开关频率的恒定，同时也进一步降低了转矩和磁链脉动，使整个***的性能达到最优化。

本发明的有益效果主要表现在：1)本发明技术先进，所采用的基于ADRC和EKF的DTC-SVM控制策略是在国内外最新研究成果基础上进行的改进与创新，并拓展了新的研究领域；2)在此发明中所采用的方法计算量小，易于实现，很好地体现了新理论的工程化与实用化；3)首次将ADRC、EKF和SVPWM三者结合运用于永磁同步电机直接转矩控制***中；4)采用ADRC作为速度调节器，运用EKF估算定子磁链，用SVPWM产生脉冲；5)提高的***的整体性能，抗干扰能力更强，脉动更小。

附图说明

图1是永磁同步电机直接转矩控制***的结构图。

图2是自抗扰控制结构框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

参照图1和图2，一种永磁同步电机直接转矩控制***，所述控制***中对定子磁链和转速估算采用EKF观测器，所述EKF观测器采用扩张的卡尔曼滤波器，根据永磁同步电机的数学模型选取***的状态变量为x＝[ψ_α，ψ_β，ω_r，θ_r]^T，输入变量为u＝[u_α，u_β]^T，输出变量为y＝[i_α，i_β]^T，则得***的状态方程和输出方程：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{g}{x}\left(t\right)=f[x\left(t\right),t]+\mathrm{Bu}\left(t\right)\\ y\left(t\right)=h[x\left(t\right),t]\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中： $f[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}-\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ -\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ 0\\ {\mathrm{\ω}}_r\end{array}\right],$ $h[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\\ \frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\end{array}\right],$ $B=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]$

其中，ψ_α，ψ_β，u_α，u_β，i_α，i_β分别为定子磁链矢量、定子电压和定子电流的α、β轴分量，R_s为定子电阻，L_s为等效同步电感，ψ_f为转子永磁体磁链矢量，ω_r为转子转速，θ_r为转子位置角；

所述EKF观测器中，以电机转速作为ADRC速度控制器的输入，通过得到的定子磁链计算出电磁转矩的给定值T_e，并将T_e和电磁转矩给定信号

进行比较，其比较结果作为空间电压矢量脉冲发生器的输入，空间电压矢量脉冲发生器的输出连接永磁同步电机的电压源逆变器。

进一步，所述控制***还包括用以计算电磁转矩给定信号

的自抗扰控制器，所述自抗扰控制器包括扩张状态观测器，扩张状态观测器的数学模型如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{g}{z_1}=z_2-{\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+d_{0}u\\ \stackrel{g}{z_2}=-{\mathrm{\β}}_2{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，z₁为电机实际转速的跟踪值，z₂为***所受扰动R(t)的估计值，d₀取N_p/J，β₁，β₂是表达式的参数，α₁，α₂是扩张状态观测器的滤波因子，δ₁，δ₂是线性区间宽度；

根据扩张状态观测器实时估计出的***扰动z₂进行前馈补偿，得到电磁转矩给定信号

表达式如下所示：

$T_e^{*}={\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(k_1-z_1,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)-\frac{z_2}{d_0}---\left(7\right).$

PID控制是一种线性控制，而永磁同步电机是一个多变量、非线性和强耦合型***，经典的PID控制很难满足非线性不确定性***的高性能控制要求。PID控制直接将给定信号与被控对象实际输出之间的误差作为补偿信号，导致开始运行时控制器的输出控制量过大，从而出现被控对象实际输出信号的超调现象。闭环***的动态性能对PID参数的变化较为敏感，因此PID参数随控制对象所在环境的变化需作相应的调整，而且当控制***在外部环境干扰作用时，PID控制并不能得到理想的控制效果。

自抗扰控制是一种非线性控制技术，能实时估计***所受扰动并能及时进行补偿，与此同时，它还对给定信号做适当处理后再参与运算，以及推算出了合理的非线性函数，改善PID控制线性组合的缺陷。自抗扰控制器的四个组成部分是跟踪微分器(TD)、非线性状态误差反馈(NLSEF)、扩张状态观测器(ESO)、扰动补偿，自抗扰控制结构框图如图2。

假设表面式永磁同步电机SPMSM处于电动状态，则其运动方程如下所示：

$J\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{N_p}\right)+B\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{N_p}\right)+T_L=T_e---\left(1\right)$

其中，J为电机的转动惯量，B为电机的摩擦系数，T_e为电磁转矩，T_L为负载转矩，N_p为极对数，ω_r为转子角速度。

式(1)可进一步变化为：

$\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{\mathrm{dt}}=\frac{N_p{T}_e}{J}-\frac{N_p{T}_L}{J}-\frac{B{\mathrm{\ω}}_r}{J}---\left(2\right)$

由上式可以看出，负载转矩T_L、摩擦系数B、转动惯量J的变化均对***控制精度产生影响，这种影响可被视为扰动因素。将负载转矩T_L和摩擦系数B的变化看成速度环的外部扰动，可记为R₁(t)；将转动惯量J的变化看成速度环内部扰动，记作R₂(t)，***的总扰动R(t)是内外扰动之和，则：

$R\left(t\right)=R_1\left(t\right)+R_2\left(t\right)=-\frac{N_p{T}_L}{J}-\frac{{\mathrm{B\ω}}_r}{J}---\left(3\right)$

综合式(1)、(2)、(3)可以得到如下表达式：

$\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{\mathrm{dt}}=\frac{N_p{T}_e}{J}+R\left(t\right)---\left(4\right)$

式中，R(t)是非线性不确定因素，是很难确定的具体表达式。根据自抗扰控制理论，当扰动R(t)未知时，不用去辨识R(t)本身的具体表达式，只要能估计出扰动随时间变化的量，并将该变化量补偿到控制***就可以了。

以给定转速

作为TD输入信号，则跟踪微分器(TD)的数学模型如下：

$\stackrel{g}{k_1}=f(k_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*},r,h)---\left(5\right)$

其中，k₁为***状态变量，r为速度因子，h为滤波因子。

通过式(5)可以根据被控对象的承受能力安排合理的过渡变化过程，获取给定转速

的跟踪值k₁。以实际转速ω_r作为ESO输入信号，则扩张状态观测器的数学模型如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{g}{z_1}=z_2-{\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+d_{0}u\\ \stackrel{g}{z_2}=-{\mathrm{\β}}_2{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，z₁为电机实际转速的跟踪值，z₂为***所受扰动R(t)的估计值，d₀取N_p/J，β₁，β₂是表达式的参数，α₁，α₂是扩张状态观测器的滤波因子，δ₁，δ₂是线性区间宽度。

根据扩张状态观测器实时估计出的***扰动z₂进行前馈补偿，得到电磁转矩给定信号

表达式如下所示：

$T_e^{*}={\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(k_1-z_1,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)-\frac{z_2}{d_0}---\left(7\right)$

扩展的卡尔曼滤波器以定子磁链和转速作为状态变量，以电机电压和电流作为输入变量，取代以往电压积分器法估算定子磁链，克服了该方法的不足之处。在算法的估计过程中，利用了***的状态方程、输出方程、***噪声的统计特性以及量测噪声的统计特性，该理论是最小方差估计，即按照估计误差的均方差达到最小为原则进行估计。

选取永磁同步电机坐标系为α，β坐标系，通过对永磁同步电机的原理分析可得：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=L_s{i}_{\mathrm{\α}}+{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=L_s{i}_{\mathrm{\β}}+{\mathrm{\ψ}}_f\sin {\mathrm{\θ}}_r\end{array}\right.---\left(8\right)$

$\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{J}(N_p{T}_e-N_p{T}_L-{\mathrm{B\ω}}_r)---\left(9\right)$

其中，ψ_α，ψ_β，i_α，i_β分别为定子磁链矢量和定子电流矢量α、β轴分量，L_s为等效同步电感，ψ_f为转子永磁体磁链矢量，θ_r为转子位置角。

在***的一个采样时间内，相对于***的电气时间常熟，***的机械时间常数大的多，故在计算转子的转速时可认为转子的转动惯量J为无穷大，那么式(9)可以表示为：

$\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{\mathrm{dt}}=0---\left(10\right)$

通过以上分析可选取***的状态变量为x＝[ψ_α，ψ_β，ω_r，θ_r]^T，输入变量为u＝[u_α，u_β]^T，输出变量为y＝[i_α，i_β]^T，则可得***的状态方程和输出方程：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{g}{x}\left(t\right)=f[x\left(t\right),t]+\mathrm{Bu}\left(t\right)\\ y\left(t\right)=h[x\left(t\right),t]\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中： $f[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}-\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ -\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ 0\\ {\mathrm{\ω}}_r\end{array}\right],$ $h[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\\ \frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\end{array}\right],$

$B=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right].$

根据扩展的卡尔曼滤波原理，需对和进行线性化处理得：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{g}{x}\left(t\right)=G\left(t\right)x\left(t\right)+B\left(t\right)u\left(t\right)+R\left(t\right)\\ Y\left(t\right)=F\left(t\right)x\left(t\right)+v\left(t\right)\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中有：

$G\left(t\right)=\frac{\∂f[x\left(t\right),t]}{\∂x\left(t\right)}{|}_{x\left(t\right)=\hat{x}\left(t\right)}=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R_s}{L_s}& 0& 0& -\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\sin \widehat{{\mathrm{\θ}}_r}\\ 0& -\frac{R_s}{L_s}& 0& \frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos \widehat{{\mathrm{\θ}}_r}\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\end{array}\right]$

$H\left(t\right)={\frac{\∂h[x\left(t\right),t]}{\∂x\left(t\right)}|}_{x\left(t\right)=\hat{x}\left(t\right)}=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{L_s}& 0& 0& \frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_s}\sin \widehat{{\mathrm{\θ}}_r}\\ 0& \frac{1}{L_s}& 0& -\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_s}\cos \widehat{{\mathrm{\θ}}_r}\end{array}\right]$

对上述***进行离散化处理，得到线性离散***如下：

$\left\{\begin{array}{c}{x}_k={\mathrm{\φ}}_{k,k-1}{x}_{k-1}+B_{k-1}{u}_{k-1}+R_{k-1}\\ Y_k=H_k{x}_k+v_k\end{array}\right.---\left(13\right)$

式中：

${\mathrm{\φ}}_{k,k-1}\≈E+F\left(t_{k-1}\right)*T=\left[\begin{array}{cccc}1-T\frac{R_s}{T_s}& 0& 0& -T\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\sin {\widehat{\mathrm{\θ}}}_{r,k-1}\\ 0& 1-T\frac{R_s}{L_s}& 0& T\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\widehat{\mathrm{\θ}}}_{r,k-1}\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& T& 1\end{array}\right],$ $B_{k-1}=\left[\begin{array}{cc}T& 0\\ 0& T\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]$

$H_k=\frac{\∂h[x\left(t_k\right),t_k]}{\∂x\left(t_k\right)}{|}_{x\left(t_k\right)={\hat{x}}_{k/k-1}}=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{L_s}& 0& 0& -\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_s}\sin {\widehat{\mathrm{\θ}}}_{r,k/k-1}\\ 0& \frac{1}{L_s}& 0& -\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{L_s}\cos {\widehat{\mathrm{\θ}}}_{r,k/k-1}\end{array}\right]$

R_k代表电压测量引起的噪声，抑或是因***参数不稳定性和扰动带来的噪声，v(k)表示由电流传感器引起的量测噪声和电流A/D变换引起的量测误差。

基于ADRC和EKF的永磁同步电机SVM直接转矩控制：逆变器开关频率不恒定是另一个需要解决的问题，经典的正弦波脉宽调制(SPWM)控制主要是控制逆变器输出的电压波形尽可能地接近正弦波，但没有顾及输出的电流波形，电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流尽量接近正弦波。而交流电动机最终目的是要在电动机气隙内产生圆形旋转磁场。为此，按照跟踪圆形旋转磁场的方式来控制逆变器的工作，这种方法称为磁链跟踪控制。由于磁链的运行轨迹是通过交替施加不同电压空间矢量得到的，所以磁链跟踪控制又称为电压空间矢量PWM(Space Vector PWM，SVPWM)控制。与SPWM相比，应用SVPWM技术，电机电流谐波更小，而且电压型逆变器直流母线电压的利用率得到了提高。

采用EKF观测器进行定子磁链观测和转速估计，提高定子磁链估计精度，可很大程度上降低定子磁链、电磁转矩和电流脉动，同时实现无传感器运行，克服机械速度传感器的缺陷。永磁同步电机空间电压矢量直接转矩控制取代了传统DTC中滞环比较器和开关电压矢量选择表，能够降低磁链和转矩脉动，同时保证逆变器的开关频率恒定。在速度调节环采用自抗扰控制器取代传统的PID控制，这样就能建立基于ADRC和EKF的永磁同步电机SVM直接转矩控制，改控制***结构框图如图1所示。

实例：永磁同步电机的主要参数如表1所示。永磁同步电机转子转速的实际值和估计值如表2所示。

表1PMSM参数表

表2永磁同步电机转子转速表

***采集电机端电流和直流母线电压，通过EKF观测器实现定子磁链和转速的准确估计，并得到电磁转矩估计值；给定转速和估计转速经过ADRC调节器确定给定电磁转矩信号，其输出信号结合定子磁链位置角估计值和参考定子磁链幅值计算参考定子磁链矢量，并结合当前定子磁链矢量估计值确定当前参考电压矢量，该电压矢量经过SVPWM技术调制，得到与之等效的相邻两个有效基本电压矢量和零电压矢量线性组合，最终输出6路PWM控制信号驱动逆变器。

Claims (2)

1.一种永磁同步电机直接转矩控制***，其特征在于：所述控制***中对定子磁链和转速估算采用EKF观测器，所述EKF观测器采用扩张的卡尔曼滤波器，根据永磁同步电机的数学模型选取***的状态变量为x＝[ψ_α，ψ_β，ω_r，θ_r]^T，输入变量为u＝u_α，u_β]^T，输出变量为y＝[i_α，i_β]^T，则得***的状态方程和输出方程：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{g}{x}\left(t\right)=f[x\left(t\right),t]+\mathrm{Bu}\left(t\right)\\ y\left(t\right)=h[x\left(t\right),t]\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中： $f[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}-\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ -\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}+\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r\\ 0\\ {\mathrm{\ω}}_r\end{array}\right],$ $h[x\left(t\right),t]=\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\\ \frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_f\cos {\mathrm{\θ}}_r}{L_s}\end{array}\right],$ $B=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]$

其中，ψ_α，ψ_β，u_α，u_β，i_α，i_β分别为定子磁链矢量、定子电压和定子电流的α、β轴分量，R_s为定子电阻，L_s为等效同步电感，ψ_f为转子永磁体磁链矢量，ω_r为转子转速，θ_r为转子位置角；

所述EKF观测器中，通过得到的定子磁链计算出电磁转矩的给定值T_e，并将T_e和电磁转矩给定信号

进行比较，其比较结果作为空间电压矢量脉冲发生器的输入，空间电压矢量脉冲发生器的输出连接永磁同步电机的电压源逆变器。

2.如权利要求1所述的永磁同步电机直接转矩控制***，其特征在于：所述控制***还包括用以计算电磁转矩给定信号的自抗扰控制器，所述自抗扰控制器包括扩张状态观测器，扩张状态观测器的数学模型如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{g}{z_1}=z_2-{\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+d_{0}u\\ \stackrel{g}{z_2}=-{\mathrm{\β}}_2{f}^{\′}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，z₁为电机实际转速的跟踪值，z₂为***所受扰动R(t)的估计值，d₀取N_p/J，β₁，β₂是表达式的参数，α₁，α₂是扩张状态观测器的滤波因子，δ₁，δ₂是线性区间宽度；

根据扩张状态观测器实时估计出的***扰动z₂进行前馈补偿，得到电磁转矩给定信号表达式如下所示：

$T_e^{*}={\mathrm{\β}}_1{f}^{\′}(k_1-z_1,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)-\frac{z_2}{d_0}---\left(7\right).$

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