CN102546507A - 无线通信中用于分集合并和对数似然缩放的噪声方差估计 - Google Patents

Abstract

无线通信中用于分集合并和对数似然缩放的噪声方差估计。噪声方差估计包括接收包括OFDM符号的信号402，该符号具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调；利用所述带内导频音调和该带内导频音调的信道估计来估计带内音调702的有效噪声方差；并且利用所述频带边缘导频音调，该频带边缘导频音调的信道估计，以及所述保护音调来估计所述频带边缘音调704的有效噪声方差。

Description

无线通信中用于分集合并和对数似然缩放的噪声方差估计

本专利申请是申请日为2005年9月16日，最早的优先权日为2004年9月17日，申请号为200580039158.9(PCT/US2005/033133)，发明名称为“无线通信中用于分集合并和对数似然缩放的噪声方差估计”的专利申请的分案申请。

根据35美国U.S.C.§119的优先权要求

本专利申请要求2004年9月17日递交的，发明名称为“Noise VarianceEstimation for Diversity Combining and Log-likelihood Ratio(LLR)Scaling inPlatinum Broadcast”，转让给本发明受让人的第60/611,028号临时申请的优先权，在这里明确地将它引入作为参考。

技术领域

总的来说，本发明涉及通信，具体而言，涉及无线通信中的噪声方差估计技术。

背景技术

在典型的通信***中，要发射的数据用Turbo码进行编码，这一编码操作产生一个符号序列，称为“代码符号”。可以将几个代码符号组合在一起，映射到信号星座图上的一个点，从而产生一个复“调制符号”序列。可以将这个序列提供给调制器，这个调制器产生连续时间信号，在无线信道中发射这个信号。

在接收机那里，由于信道中的噪声和其它干扰，调制符号有可能并不对应于原始信号星座图中点的准确位置。可以用解调器来作出软判决，基于信号星座图中接收点的位置，确定发射的最可能是哪些调制符号。可以用软判决来提取代码符号的对数似然比(LLR)。turbo译码器利用代码符号LLR序列对原来发射的数据进行译码。

在采用多个天线的接收机中，常常用导频加权合并(PWC)技术来合并每个天线的软判决。然后可以将合并后的软判决用来计算代码符号的LLR。这种方法的一个问题是每个天线的热噪声可能存在差别。结果，用于合并软判决的PWC程序可能无法使信噪比(SNR)最优化。因此，在这一领域需要一种改进的解调方法，这种方法能够将接收机上安装的一个或多个天线的热噪声考虑在内。

发明内容

一方面，本发明提供一种估计噪声方差的方法，包括：接收包括正交频分复用(OFDM)符号的信号。该OFDM具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调。该方法还利用所述带内导频音调和该带内导频音调的信道估计，估计所述带内音调的有效噪声方差；以及利用所述频带边缘导频音调，该频带边缘导频音调的信道估计，以及所述保护音调，估计所述频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种估计噪声方差的方法，包括：接收包括多个正交频分复用(OFDM)符号的信号，每个符号都具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调；通过估计所述OFDM符号中一个或多个的带内音调的噪声方差，对这些噪声方差估计进行加权，合并已加权的这些噪声方差估计，并且对这些噪声方差估计加权合并后的结果进行缩放，来估计所述OFDM符号之一的带内音调的有效噪声方差；以及利用所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调，所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，以及所述OFDM符号中所述的那一个的保护音调，估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种估计噪声方差的方法，包括：接收包括多个OFDM符号的信号，每个符号都具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调；利用所述OFDM符号中所述的那一个的带内导频音调以及所述OFDM符号中所述的那一个的信道估计来估计所述OFDM符号之一的带内音调的有效噪声方差，这些信道估计是所述OFDM符号中两个或多个上的时间平均；以及利用所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调，所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，以及所述OFDM符号中所述的那一个的保护音调，估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种估计噪声方差的方法，包括：接收包括多个OFDM符号的信号，每个符号都具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调；利用所述OFDM符号中所述的那一个的带内导频音调以及所述OFDM符号中所述的那一个的信道估计来估计所述OFDM符号之一的带内音调的有效噪声方差；以及通过以下处理来估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的有效噪声方差：从所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调，所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，以及所述OFDM符号中所述的那一个的保护音调，估计所述频带边缘音调的平均有效噪声方差；将所述OFDM符号的边缘音调分配给有效噪声方差，该有效噪声方差等于所述频带边缘音调的平均有效噪声方差和所述带内音调的有效噪声方差中最大的一个；并且在所述边缘音调的有效噪声方差和所述带内音调的有效噪声方差之间进行内插处理，计算所述频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种解调器，配置成接收包括OFDM符号的信号，该符号具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调，该解调器包括：信道估计器，配置成产生所述带内导频音调的信道估计，和所述频带边缘导频音调的信道估计；带内估计器，配置成利用所述带内导频音调和该带内导频音调的信道估计，估计所述带内音调的有效噪声方差；以及频带边缘估计器，配置成利用所述频带边缘导频音调，该频带边缘导频音调的信道估计，以及所述保护音调，估计所述频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种解调器，配置成接收包括多个OFDM符号的信号，每个符号都具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调，该解调器包括：信道估计器，配置成产生所述OFDM符号之一的频带边缘导频音调的信道估计；带内估计器，配置成通过估计所述OFDM符号中一个或多个的带内音调的噪声方差，对这些噪声方差估计进行加权，合并已加权的这些噪声方差估计，并且对这些噪声方差估计加权合并后的结果进行缩放，来估计所述OFDM符号中所述的那一个的带内音调的有效噪声方差；以及频带边缘估计器，配置成利用所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调，所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，以及所述OFDM符号中所述的那一个的保护音调，估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种解调器，配置成接收包括多个OFDM符号的信号，每个符号都具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调，该解调器包括：信道估计器，配置成产生所述OFDM符号之一的带内导频音调的信道估计以及所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，所述OFDM符号中所述的那一个的带内导频音调的信道估计是在所述OFDM符号的两个或多个上进行时间平均的；带内估计器，配置成利用所述OFDM符号中所述的那一个的带内导频音调以及所述OFDM符号中所述的那一个的信道估计来估计所述OFDM符号中所述的那一个的带内音调的有效噪声方差；以及频带边缘估计器，配置成利用所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调，所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，以及所述OFDM符号中所述的那一个的保护音调，估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的有效噪声方差。

另一方面，本发明提供一种解调器，配置成接收包括多个OFDM符号的信号，每个符号都具有包括带内导频音调的带内音调，还具有包括频带边缘导频音调和保护音调的频带边缘音调，该解调器包括：信道估计器，配置成产生所述OFDM符号之一的带内导频音调的信道估计以及所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计；带内估计器，配置成利用所述OFDM符号中所述的那一个的带内导频音调来估计所述OFDM符号中所述的那一个的带内音调的有效噪声方差；以及频带边缘估计器，配置成通过以下方式来估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的有效噪声方差：从所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调，所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘导频音调的信道估计，以及所述OFDM符号中所述的那一个的保护音调，估计所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的平均有效噪声方差；将所述OFDM符号的边缘音调分配给有效噪声方差，该有效噪声方差等于所述OFDM符号中所述的那一个的频带边缘音调的平均有效噪声方差和所述OFDM符号中所述的那一个的带内音调的有效噪声方差中最大的一个；并且在所述边缘音调的有效噪声方差和所述带内音调的有效噪声方差之间进行内插处理，计算所述频带边缘音调的有效噪声方差。

显然，对于本领域技术人员而言，通过以下详细描述，本发明的其它实施例变得显而易见，其中本发明的各实施例都是以说明的方式进行描述的。如同能够认识到的一样，本发明还有其它不同的实施例，能够修改它其它方面的几个细节，全部都不会偏离本发明的实质和范围。因此，这些附图和详细说明都是说明性的，而不是限制性的。

附图说明

图1是说明通信***一个实例的概念框图；

图2是说明与接收机通信的发射机一个实例的概念框图；

图3是支持CDMA和OFDM通信的混合多址通信***发射波形的一个实例；

图4是说明混合多址通信***接收机中OFDM解调器功能的概念框图；

图5是说明混合多址通信***双天线接收机中OFDM解调器功能的概念框图；

图6说明频域中的OFDM符号；以及

图7是说明能够为其相应天线计算有效噪声方差的信道估计器的功能的概念框图。

具体实施方式

下面结合附图给出的详细描述是为了描述本发明的各个实施例，而不是代表能够实践本发明的仅有实施例。为了帮助全面理解本发明，详细描述中包括了许多具体细节。但是，对于本领域技术人员而言显而易见，可以实践本发明而没有这些具体细节。在一些实例中，公知的结构和组件都用框图的形式来说明，以免喧宾夺主。

图1是说明通信***一个实例的一个概念框图。通信***100可以包括支持任意数量AT 104之间的通信的接入网(AN)102。接入网102还可以与接入网102外面的其它网络110A和110B连接，例如与因特网、企业内部网、公共交换电话网(PSTN)、广播网或者任何其它网络连接。接入终端(AT)104可以是能够与接入网102通信的任意类型的固定或移动设备，包括但不限于无线手机或电话、蜂窝电话、数据收发信机、寻呼接收机、位置确定接收机、调制解调器或者任意其它无线终端。

接入网102可以用遍布一个地理区域的任意数量的基站来实现。可以将这个地理区域进一步划分成叫做小区的更小区域，基站为每一个小区提供服务。在高业务量应用中，可以将小区进一步划分成扇区，基站为每一个扇区提供服务。为了简单起见，图中画出了一个基站(BS)106。可以用基站控制器(BSC)108来协调多个基站的工作，同时提供到接入网102以外网络的接口。

图2是说明与接收机通信的发射机一个实例的概念框图。发射机202和接收机204可以是独立实体，也可以集成在通信***里。在通信***中，发射机202可以在基站106中，接收机204可以在接入终端104中。也可以是发射机202在接入终端104中，接收机204在基站106中。

在发射机202那里，可以用Turbo编码器206对数据进行迭代编码处理来支持前向纠错(FEC)。这一编码处理得到具有冗余供接收机204用来纠错的代码符号序列。可以将这些代码符号提供给调制器208，在那里将它们分组，映射到信号星座图上的坐标。信号星座图中每个点的坐标代表基带正交分量，通过无线信道212发射之前，模拟前端210用这些正交分量来调制正交载波信号。

可以用接收机204中的模拟前端214将上述正交载波信号转换成它们的基带分量。解调器216将基带分量变换回它们在信号星座图上的正确点。由于信道212中噪声和其它干扰的影响，这些基带分量有可能并不对应于原始信号星座图上的有效位置。通过利用信道的频率响应纠正信号星座图中的接收点，选择信号星座图中与纠正后的接收点最接近的有效符号，解调器216检测出发射的最可能是哪些调制符号。这些选择叫做“软判决”。LLR计算模块218利用软判决来确定代码符号的LLR。Turbo译码器220利用这个代码符号LLR序列对最初发射的数据译码。

这一通信***可以用任意数量的不同技术来实现。本领域里众所周知的码分多址(CDMA)仅仅是一个实例。码分多址是基于扩频技术的一种调制和多址方案。在码分多址通信***中，大量的信号共享同一个频谱。结果，这样一个***能够提供很高的用户容量。这是通过用不同的码扩展信号波形的频谱这种方式发射每一个信号来实现的。在接收机里由解调器利用对应的码对上述信号进行解扩来将发射的信号分离。不需要的信号，也就是具有不同码的信号，得不到解扩，而是成为噪声。

正交频分复用(OFDM)是通信***能够实现的技术的另一个实例。正交频分复用是一种扩频技术，其中的数据分布在以精确的频率分隔开的大量载波上。这些分隔提供“正交性”，以防止接收机看见除了给它的频率以外的频率。在这个领域中同样是众所周知，正交频分复用常常被用于商业和专用广播，但是不限于这些应用。

在通信***的至少一个实施例中，可以采用利用CDMA和OFDM通信的混合多址方案。这种混合***已经在集成到现成基础设施中去的广播服务的区域里得到广泛接受，其中的基础设施最初是被设计成支持发射机和接收机之间的点到点通信的。换句话说，通过使用OFDM调制结合其它技术，这种一到一类型的通信***也被用于一到多广播发射。在这些***中，可以用发射机将OFDM符号钉到(puncture)CDMA波形中去。

图3是同时支持CDMA和OFDM通信的混合多址通信***的发射波形的一个实例。发射波形的结构，指定的时间长度，码片长度，以及值的范围都是作为实例给出来的，可以采用其它的时间长度、码片长度和值的范围，而不会偏离通信***的基本工作原理。在这里，“码片”指的是扩频码发生器输出的二进制数字的时间单位。这个实例与支持“cdma2000高速率分组数据空中接口规范”TIA/EIA/IS-856这个协议的***相兼容。

发射波形300可以用帧来定义。一帧可以包括16个时隙302，每个时隙302对应于2048个码片。时隙302具有1.66毫秒(ms)时隙时间长度，因此，有26.66毫秒的帧持续时间。每个时隙302都可以划分成2个半时隙302A、302B，分别在每个半时隙302A、302B中发射CDMA导频音调脉冲串304A、304B。每个CDMA导频音调脉冲串304A、304B都可以有96个码片，以与它相联系的半时隙302A、302B的中点为中心。媒体存取控制(MAC)信道306A、306B、306C、306D可以包括两个脉冲串，在每个半时隙302A、302B的导频音调脉冲串304A、304B的前面和后面紧挨着导频音调脉冲串304A、304B发射这两个脉冲串。MAC可以包括多达64个扩频码信道，这些信道由64元沃尔什码正交覆盖。可以将这些MAC信道用于CDMA***开销，比如功率控制、数据率控制等等。可以在第一个半时隙302A的剩余部分308A、308B和第二个半时隙302B的剩余部分308C、308D中发送数据。

在混合通信***的一个实施例中，可以将四个OFDM符号钉到一个时隙302的数据部分上去。这样就得到第一半时隙302A开头的第零个OFDM符号308A，第一半时隙302A末尾的第一个OFDM符号308B，第二半时隙302B开头的第二个OFDM符号308C，以及第二半时隙302B末尾的第三个OFDM符号。在这个实例中，每个OFDM符号有400个码片。循环前缀310占用80个码片，剩下320个码片用来发射数据和导频音调。这320个码片成为这个频带内320个等间隔的正交音调。因为在这个频带边缘的音调有可能受到相邻信道干扰(ACI)的影响，因此技术人员有可能选择不在这些音调上发送任何数据。而是将这个频带内称为“保护频带”的边缘用于发射“导频音调”和“保护音调”。通常将不受相邻信道干扰影响的音调用来发射散布有导频音调的调制符号。保护音调和导频音调都用已知数据调制。根据具体应用的情况，保护音调和导频音调可以相同，也可以不同。

图4是说明混合多址通信***接收机中OFDM解调器功能的一个概念框图。这个OFDM解调器402可以被集成在接收机内的任何处理实体中，也可以分布在接收机内任意数量的处理实体中。这里的处理实体(或多个实体)可以包括微处理器、数字信号处理器(DSP)，或者任意其它硬件和/或基于软件的处理实体(或多个实体)。这个OFDM解调器402也可以是分开的处理实体，例如微处理器、数字信号处理器、可编程逻辑、专用硬件或者能够处理信息的任何其它实体。

OFDM解调器402可以包括离散傅里叶变换(DFT)404，可以用它来处理OFDM符号。可以用DFT 402将OFDM符号从时域变换到频域。可以将DFT 404的输出提供给串联的导频音调滤波器406。可以将导频音调滤波器406实现为抽取器来选择这些导频音调。也可以将这个抽取器配置成选择所有保护音调。可以利用从导频音调滤波器406到数据音调滤波器407的信令来表明数据音调滤波器407应该在什么时候让数据从DFT 404到达信号去映射器410。信号去映射器410针对在数据音调中发射的最可能是信号星座图中的哪个调制符号作出软判决。这个判决是建立在收到的数据和信道估计器408提供的信道的频率响应估计的基础之上的。这个信道估计器408可以利用最小平方信道估计程序或者合适的任何其它程序从导频音调估计信道的频率响应。

信道估计器408可以用离散傅里叶逆变换(IDFT)412实现。IDFT 412将导频音调从频域变换到时域中长度为P个样本的信道冲击响应估计，其中P是OFDM符号中导频音调的数量。然后可以利用DFT 414实现的内插处理从这个信道冲击响应估计为所有音调估计信道的频率响应。如果实际信道的冲击响应小于PT，就可以减少DFT 414计算信道估计所使用的样本数，在这里1/T等于OFDM符号的码片速率。在这种情况下，可以从L个样本估计信道的频率响应，在这里LT等于信道冲击响应的时间长度。通常将L称为信道冲击响应的“延迟扩展”。

可以通过对任意给定时隙中的所有OFDM符号的信道估计进行时间平均来改善信道估计。在参考图3讨论的实例中，可以将来自四个OFDM符号的四个信道估计进行时间平均。理想情况下，应该用非因果对称滤波器来对这四个OFDM符号的信道估计进行时间平均。作为实例，可以通过平均第零个、第一个和第二个OFDM符号308A、308B、308C的信道估计来计算第一个OFDM符号308B的信道估计。同样，可以通过平均第一个、第二个和第三个OFDM符号308B、308C、308D的信道估计来计算第二个OFDM符号308C的信道估计。这一方法能够使多普勒导致的信道变化引起的信道估计偏差最小。但是，对于第零个和第三个OFDM符号308A、308D不可能这样做，因为相邻的时隙可能包含CDMA信号。因此，不能将非因果滤波器应用于第零个和第三个OFDM符号308A、308D。相反，第零个OFDM符号308A的信道估计可以通过第零个和第一个OFDM符号308A、308B的加权平均处理计算出来，第三个OFDM符号308D的信道估计可以用第二个和第三个OFDM符号308C、308D的加权平均处理计算出来。第零个OFDM符号308A的信道估计也可以通过第零个、第一个和第二个OFDM符号308A、308B、308C的加权平均处理计算出来，这个时隙中第三个OFDM符号308D的信道估计可以用第一个、第二个和第三个OFDM符号308B、308C、308D的加权平均处理计算出来。但是，在高速移动的情况下后一种方法会引起显著的信道估计偏差。采用这两种方法中的任意一种方法，时隙中第一个和第二个OFDM符号308B、308C的信道估计都会比同一时隙中第零个和第三个OFDM符号308a、308d的信道估计更加准确。

在采用分集合并技术的多天线应用中，可以为每一个天线产生一个软判决序列。可以在提供给LLR计算模块之前，利用最大比合并(MRC)技术为任意给定音调(k)合并这些软判决。这一MRC技术为第m个天线按照因子来缩放给定音调的每个软判决，其中有效噪声方差

由下式给出：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{eff},k}^{\left(m\right)2}={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δ},k}^{\left(m\right)2}+{\mathrm{\σ}}_k^{\left(m\right)2}---\left(1\right)$

其中是第m个天线收到的第k个音调的信道估计的均方误差(MSE)；并且

是第m个天线收到的第k个音调的噪声方差。

图5是说明混合多址通信***的双天线接收机中OFDM解调器功能的概念框图。这个OFDM解调器502可以用独立处理实体实现，可以分布在多个处理实体中，也可以按照结合图4所描述的OFDM调制器的方式集成到另一个接收机实体中。将OFDM解调器502示出为具有两个解调信道502A、502B，每一个天线一个，但是根据接收机中天线的数量，可以用任意数量的解调信道实现。在这个实例中，每个解调信道502A、502B中的噪声方差估计器504A、504B分别估计每个音调的有效噪声方差将每个信号去映射器410A、410B产生的软判决提供给缩放器506A、506B，其中在加法器508将它们与其它已缩放软判决合并之前，按照比例

对它们进行缩放。

图6是频域中OFDM符号的图形说明。如同前面结合图3所讨论的一样，每个OFDM符号都可以包括只包含导频和保护音调的保护频带602A、602B。通常将不受ACI影响的音调用来发射具有散布导频音调的调制符号；但是，不受ACI影响的音调仍然有受ACI影响的信道估计。这是因为信道估计是从多个导频音调的内插计算出来的，在一些情况下，这些导频音调有可能扩展到保护频带区域。保护频带区域以外信道估计受ACI影响的那些音调，以及保护频带区域内的音调，将被称作“频带边缘音调”。可以在OFDM符号的频带的频带边缘区域604A、604B中找到这些音调。具有不受ACI影响的信道估计的其余音调将被称作“带内音调”，可以在OFDM符号的带内区域606中找到。

图7是说明能够为其相应的天线计算有效噪声方差的信道估计器功能的概念框图。可以用噪声方差估计器504来进行这种计算。可以将噪声方差估计器504实现为信道估计器408的一部分，可以是独立实体，可以实现为接收机内另一处理实体的一部分，或者可以将它的功能分布在接收机中任意数量的处理实体中。

噪声方差估计器504可以包括配置成计算带内音调的有效噪声方差的带内估计器702，配置成计算频带边缘音调的有效噪声方差的频带边缘估计器704。将702的输出和704的输出提供给多路复用器(MUX)703或者开关。然后将MUX 703的输出提供给缩放器506。可以从带内导频音调和带内导频音调的信道估计计算出带内音调的有效噪声方差。可以从频带边缘导频音调和频带边缘导频音调的信道估计计算频带边缘音调的有效噪声方差。通过同样使用保护频带音调，能够提高频带边缘音调的有效噪声方差的准确度。

首先讨论带内估计器的工作情况。带内音调是信道估计的MSE按照以下关系式与音调的噪声方差相关联的那些音调：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δ}}^{\left(m\right)2}\left(n\right)\≈\frac{L}{P}\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_{n,l}\right|}^2{\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}---\left(2\right)$

其中C_n，l是第n个OFDM符号的信道估计的时间平均权，σ^(m)2是第m个天线收到的不受ACI影响的音调的噪声方差。可以抑制音调下标，也就是脚标k，因为可以将噪声方差假设为对于所有带内音调都相同。

这样，有效噪声方差按照以下关系式与噪声方差相关联：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{eff},}^{\left(m\right)2}\left(n\right)=(1+\frac{L}{P}\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_{n,l}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}---\left(3\right)$

可以计算并用公式(3)缩放噪声方差σ^(m)2，以产生有效噪声方差

可以将一组带内导频音调定义为Λ＝{k；-(P-G)/2≤k≤|(P-G)/2}|，其中G＞0使得第k个导频音调的时间平均信道估计的MSE可以用以下公式表示：

对于k∈Λ并且n＝0，1，2，3(4)

其中，δ＝N/P是导频音调间隔，N是正交音调的数量，P是导频音调的数量，(G-1)是信道估计受ACI影响的导频音调的数量。

信道估计有四组时间平均权：第零个OFDM符号的(c_0，0，c_0，1，c_0，2，c_0，3)，第一个OFDM符号的(c_1，0，c_1，1，c_1，2，c_1，3)，第二个OFDM符号的(c_2，0，c_2，1，c_2，2，c_2，3)，第三个OFDM符号的(c_3，0，c_3，1，c_3，2，c_3，3)。第n个OFDM符号的带内有效噪声方差的估计器由下式给出：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{eff},}^{\left(m\right)2}\left(n\right)=(1+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{n,j}\right|}^2)\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{w}_l{f}_l^{\left(m\right)}---\left(5\right)$

$f_l^{\left(m\right)}=\underset{k\∈\mathrm{\Λ}}{\mathrm{\Σ}}{|Y_{k,l}^{\left(m\right)}-{\hat{H}}_{k,l}^{\left(m\right)}|}^2$

其中：

w_l是合并权，它们使得

的平均是σ^(m)2；

是与第l个OFDM符号的第k个导频音调相对应的导频测量值；并且

是第l个OFDM符号的第k个导频音调的信道估计。

下面将说明一个实例。在这个实例中，噪声方差估计器只利用第一和第二OFDM符号来估计噪声方差，可以将它表示为：

w₀＝w₃＝0，

并且

$w_l=\frac{1}{2(P-G+1)}\frac{1}{1-\frac{2L}{P}{c}_{l,l}+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{l,j}\right|}^2},l=\mathrm{1,2}---\left(6\right)$

可以看到

的平均值是

因此，

的平均值是

因为每个OFDM符号有P-G+1个带内导频音调，并且利用权w_l，

的平均值变成

在这个算法实例中，信道估计只利用第一和第二个OFDM符号。因此，有效噪声方差的平均值可以表示为：

$(1+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{n,j}\right|}^2)(\frac{1}{2}{\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}+\frac{1}{2}{\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2})=(1+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{n,j}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}---\left(7\right)$

为以下情况设计这些权：第一和第二OFDM符号使用同样的非因果对称时间平均权的时候，也就是(c_1，0，c_1，1，c_1，2，c_1，3)＝(1/3，1/3，1/3，0)，并且(c_2，0，c_2，1，c_2，2，c_2，3)＝(0，1/3，1/3，1/3)。但是，第零个和第三个符号使用不同的时间平均滤波器，例如(c_0，0，c_0，1，c_0，2，c_0，3)＝(2/3，1/3，0，0)，并且(c_3，0，c_3，1，c_3，2，c_3，3)＝(0，0，1/3，2/3)。在这种情况下，第零个和第三个OFDM符号的时间平均信道估计会因为高速移动情况下信道的时间变化而具有很大的偏差。结果，可能不再满足条件因此，在这个实例中只使用第一和第二个OFDM符号的信道估计。

信道估计也可以只是基于一个OFDM符号。在这种情况下，可以按照下式估计有效噪声方差：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{eff}}^{\left(m\right)2}\left(n\right)=(1+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{n,j}\right|}^2)w_{n,1}{f}_1^{\left(m\right)}---\left(8\right)$

其中

$w_{n,1}=\frac{1}{(P-G+1)}\frac{1}{1-\frac{2L}{P}{c}_{1,1}+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{1,j}\right|}^2}---\left(9\right)$

有效噪声方差的平均值和以前一样。但是，这一方差大于使用两个OFDM符号的方差。换句话说，前者不如后者准确。

可以利用第零个和第三个OFDM符号来提高有效噪声方差的准确度，但是和

中使用的信道估计

和

是没有进行时间平均的，也就是说(c_0，0，c_0，1，c_0，2，c_0，3)＝(1，0，0，0)，并且(c_3，0，c_3，1，c_3，2，c_3，3)＝(0，0，0，1)。在这种情况下，可以将权表示为：

$w_l=\frac{1}{(P-G+1)}\frac{1}{2(1-\frac{L}{P})+\underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}({1-\frac{2L}{P}c}_{l,l}+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{l,j}\right|}^2)},l=\mathrm{0,1,2},3---\left(10\right)$

总之，可以用带内估计器来计算

或者带内音调的

的和，以获得的估计，它正比于带内音调的噪声方差σ^(m)2。然后选择合并权，从而对于每个OFDM符号，结果的平均值与相同(n＝0，1，2，3)，也就是说

(E[X]表示随机变量X的期望或平均值。)因为每个OFDM符号的时间平均权c_n，l不同，因此，每个符号的

也不相同。这会引起同一时隙中不同OFDM符号里不同的音调具有不同的有效噪声方差。在LLR计算中要利用

这一项来对它进行补偿。

下面讨论频带边缘估计器。如同早些时候所讨论的一样，可以通过将第k个音调

的信道估计的MSE与

进行比较来确定带内音调和频带边缘音调，其中σ^(m)2是不受ACI影响的音调的噪声方差。如果它们互相接近，就将音调划分为带内音调。否则，将它们划分为频带边缘音调。给定延迟扩展L，导频音调P的数量，以及ACI的特性，比如相邻载波间隔以及它相对于σ^(m)2的功率，那么第k个音调的信道估计的MSE

与噪声方差σ^(m)2之间的关系可以通过数学分析或者仿真来确定。这一工作可以在***设计阶段，在将噪声方差估计器集成到AT的接收机中去之前完成，然后储存在存储器里。

可以将一组频带边缘导频音调表示为

或者-P/2≤k≤(P-G)/2-1)}，其中G-1是频带边缘导频音调的数量，k是导频音调下标。可以在***设计阶段确定这一组，并且将它们储存在存储器中。

下面说明一个实例。在这个实例中，N＝320。因此音调下标k取值-160～159(也就是k＝-160，-159，-158，...，-1，0，1，...，158，159)。有64个导频音调(也就是P＝64)，以及15个频带边缘导频音调(也就是G＝16)。这些导频音调相隔五个频率音调(也就是音调下标：k＝-160，-155，...，-5，0，5，...，150，155)。基于这些条件，可以用-120≤k≤120来表示带内音调，用导频音调下标-24≤k≤24来表示带内导频音调，用音调下标121≤k≤159和-160≤k≤-121来表示频带边缘音调，用导频音调下标25≤k≤31和-32≤k≤-25来表示频带边缘导频音调，用音调下标150≤k≤159和-160≤k≤-151来表示保护频带音调。但是，导频音调被钉在保护音调上，结果，k＝-160，-155，150，155处的音调是导频音调。因此，有K＝20-4＝16个保护音调。有241个带内音调和79个频带边缘音调。因此，音调的大部分是带内音调。这个实例还示出了在一些频带边缘音调上发送的数据。

频带边缘音调的噪声方差是带内音调的噪声方差和频带边缘音调的ACI的方差之和。频带边缘音调的信道估计的MSE是带内音调的信道估计的MSE和ACI引起的分量之和。总之，每个频带边缘音调中相邻信道干扰的量对于每个音调都不相同。因此，很难准确地估计频带边缘音调的有效噪声方差。但是，将噪声方差估计中有ACI这一事实考虑在内，能够改善性能。这是通过消弱从受到ACI影响的音调计算出来的LLR的重要性来实现的。

可以将噪声方差估计器设计成在没有ACI的情况下满足以下公式：

$E\left\{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{eff},k}^{\left(m\right)2}\left(n\right)\right\}=(1+\frac{L}{P}\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_{n,l}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}---\left(11\right)$

换句话说，如果没有任何ACI，那么噪声方差估计器的平均值应该与有效噪声方差相同。

可以用这个噪声方差估计器来计算因为ACI导致的有效噪声方差的增大。这可以通过使用频带边缘音调和保护音调估计有效噪声方差来做到。估计的平均值不会和有效噪声方差相同。但是，它会比带内噪声方差估计大。因此，将消弱频带边缘音调在LLR计算中的重要性。

可以使用下面的频带边缘估计器算法。可以用这一算法按照以下方式来计算频带边缘音调的方差的平均值：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{aci}}^{\left(m\right)2}\left(n\right)=(1+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{n,j}\right|}^2)(\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_l{g}_l^{\left(m\right)}+\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_l{q}_l^{\left(m\right)})$

$g_l^{\left(m\right)}=\underset{k\∈\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}{\mathrm{\Σ}}{|Y_{k,l}^{\left(m\right)}-{\hat{H}}_{k,l}^{\left(m\right)}|}^2---\left(12\right)$

$q_1^{\left(m\right)}=\underset{k\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{\left|X_{k,l}^{\left(m\right)}\right|}^2$

其中：Ω是保护音调的音调下标集合；

是第l个OFDM符号的第k个音调；

其中δ＝N/P是导频音调间隔。例如，第一个导频音调是OFDM符号的第五个音调，因此，

λ_l和μ_l是合并权。

K是集合Ω中元素的数量，也就是OFDM符号中保护音调的数量。如果有例如十六个保护音调，K就是16。在***设计阶段选择λ_l和μ_l，从而在没有ACI的时候，存在以下关系式：

${\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}=E\{\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_l{g}_l^{\left(m\right)}+\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_l{q}_l^{\left(m\right)}\}---\left(13\right)$

其中E[X]表示随机变量X的期望或平均值。在没有ACI的情况下，这一条件使得

的平均值与有效噪声方差相同。在没有ACI的情况下，可以将这一

用作“边缘音调”的有效噪声方差的估计(也就是k＝((N/2)-1)并且k＝-(N/2))。注意，在k＝((N/2)-1)处的边缘音调是正频率中最右边的音调，在k＝-(N/2)处的边缘音调是负频率中最左边的音调。

在没有ACI的情况下，频带边缘的有效噪声方差应该和频带内的有效噪声方差相同。但是，在存在ACI的情况下，频带边缘有效噪声方差会大于频带内有效噪声方差。既然噪声方差估计是有噪声的(noisy)，因此有可能

而这是不正确的。因此，可以按照如下方式重新定义

这一项。将的最大值和带内音调的估计当作边缘音调的方差：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{eff},N/2-1}^{\left(m\right)2}\left(n\right)={\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{eff},-N/2}^{\left(m\right)2}\left(n\right)=\max \{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{aci}}^{\left(m\right)2}\left(n\right),{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{eff}}^{\left(m\right)2}\left(n\right)\}---\left(14\right)$

其中

是第n个OFDM符号的带内有效噪声方差的估计。

下一步，在带内方差

和

之间内插出其它频带边缘音调的有效噪声方差

在没有ACI的情况下，

的平均值是

因此，

的平均值是

既然这个和中有(G-1)个元素。

的平均值是σ^(m)2，既然在保护音调中没有任何信号。因此，

的平均值由下式给出：

$E\left\{q_l^{\left(m\right)}\right\}=E\left\{\underset{k\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{\left|X_{k,l}^{\left(m\right)}\right|}^2\right\}=K{\mathrm{\σ}}^{\left(m\right)2}---\left(15\right)$

其中K是保护音调的数量。因此，通过正确地选择λ_l和μ_l，能够使的平均值与σ^(m)2一样。

在存在ACI的情况下，

和

将包含ACI贡献。因此，

变得大于σ^(m)2，从而将增大了的有效噪声方差考虑在内。将它用于LLR计算，从频带边缘音调中消弱LLR的重要性。

可以给出另一个实例。

λ₀＝λ₃＝0

${\mathrm{\λ}}_l=\frac{1}{2(G+K-1)}\frac{1}{1-\frac{2L}{P}{c}_{l,l}+\frac{L}{P}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_{l,j}\right|}^2},l=\mathrm{1,2}---\left(16\right)$

μ₀＝μ₃＝0，以及

${\mathrm{\μ}}_l=\frac{1}{2(G+K-1)},l=\mathrm{1,2}---\left(17\right)$

其中K是OFDM符号中保护音调的数量，也就是集合Ω中元素的数量，G-1是频带边缘导频音调的数量。

如果只使用保护音调，那么：

λ₀＝λ₁＝λ₂＝λ₃＝0(18)

${\mathrm{\μ}}_0={\mathrm{\μ}}_1={\mathrm{\μ}}_2={\mathrm{\μ}}_3=\frac{1}{4K}---\left(19\right)$

在接收机的各个实施例中，针对使用分集技术的多天线应用描述了OFDM符号的有效噪声方差的计算方法。但是，在本说明书中描述的用于计算OFDM符号的噪声方差方法可以有许多应用。例如，OFDM符号的噪声方差可能对于SNR估计、LLR计算和其它处理功能有用。在多天线应用中，可以用噪声方差计算来确定哪个天线更加可靠。还可以在计算LLR的时候用它来消弱OFDM符号中收到的不那么可靠的数据的重要性，加强更加可靠的数据的重要性。本领域技术人员会明白有许多噪声方差信息在其中有用的应用。

结合这里公开的实施例描述的各个说明性的逻辑块、模块、电路、单元和/或组件可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑组件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或者设计成实现这里描述的功能的它们的任意组合来实现。通用处理器可以是微处理器，但是，这一处理器也可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以用计算组件的组合来实现，例如DSP和微处理器的组合，多个微处理器，一个或多个微处理器结合DSP内核，或者任何其它这种结构。

结合这里公开的实施例描述的方法或算法可以直接用硬件实现，用处理器执行的软件模块实现，或者用这两者的组合实现。软件模块可以驻留在RAM存储器、闪存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)存储器、电可擦除可编程ROM(EEPROM)存储器、寄存器、硬盘、可拆卸盘、光盘ROM(CD-ROM)或者本领域中公知的任意其它形式的存储介质来实现。可以将存储介质与处理器连接，从而使处理器能够从存储介质读取信息，以及将信息写入其中。在替换实施例中，可以将存储介质集成到处理器中。

给出对所公开实施例的以上描述是为了让本领域技术人员能够制造和使用本发明。这些实施例的各种改进对于本领域技术人员而言是显而易见的，可以将这里定义的一般原理应用于其它实施例，而不会偏离本发明的实质或范围。因此，本发明不限于这里公开的实施例，而是与这里公开的原理和新颖特征的最大范围一致。

Claims (40)

1.一种解调器，包括：

离散傅里叶变换，被配置成将符号从时域转换到频域；

导频音调滤波器，可操作地连接到所述离散傅里叶变换，其中所述导频音调滤波器被配置成选择导频音调；

数据音调滤波器，具有第一输入和第二输入，所述第一输入可操作地连接到所述离散傅里叶变换的第一输出，所述第二输入可操作地连接到所述导频音调滤波器的第一输出；

信号去映射器，具有第一输入，所述第一输入可操作地连接到所述数据音调滤波器的输出，其中所述数据音调滤波器被配置成将来自所述离散傅里叶变换的数据传送到所述信号去映射器，并且所述信号去映射器被配置成基于接收到的数据以及信道频率响应的估计来作出软判决；以及

信道估计器，具有输入，该输入可操作地连接到所述导频音调滤波器的第二输出。

2.如权利要求1所述的解调器，其中所述导频音调滤波器还被配置成选择保护音调。

3.如权利要求1所述的解调器，其中所述信道估计器被配置成为带内和频带边缘导频音调生成信道估计。

4.如权利要求1所述的解调器，其中所述信道估计器被配置成利用最小二乘信道估计来为所述导频音调生成信道估计。

5.如权利要求1所述的解调器，其中所述信道估计器被配置成提供所述信道频率响应的估计。

6.如权利要求1所述的解调器，其中所述信道估计器包括：

离散傅里叶逆变换，被配置成将导频音调转换成信道冲击响应的估计；以及

第二离散傅里叶变换，可操作地连接到所述离散傅里叶逆变换。

7.如权利要求3所述的解调器，其中所述信道估计器包括：

离散傅里叶逆变换，被配置成将导频音调转换成信道冲击响应的估计；以及

第二离散傅里叶变换，可操作地连接到所述离散傅里叶逆变换。

8.如权利要求5所述的解调器，其中所述符号是OFDM符号，并且其中针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均。

9.如权利要求6所述的解调器，其中所述第二离散傅里叶变换被配置成利用内插根据所有音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应。

10.如权利要求7所述的解调器，其中所述符号是OFDM符号，其中针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均，并且其中所述第二离散傅里叶变换被配置成利用内插根据音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应。

11.一种解调符号的方法，所述方法包括：

在处理器处将符号从时域转换到频域来生成已转换符号；

利用所述已转换符号选择导频音调；

在数据音调滤波器处接收信号和所述已转换符号，其中所述信号是基于所述导频音调生成的；

利用所选择的导频音调来估计信道频率响应；以及

基于接收到的数据以及所述信道频率响应的估计来作出软决策。

12.如权利要求11所述的解调符号的方法，进一步包括选择保护音调。

13.如权利要求11所述的解调符号的方法，进一步包括为带内和频带边缘导频音调生成信道估计。

14.如权利要求11所述的解调符号的方法，进一步包括利用最小二乘信道估计来为所述导频音调生成信道估计。

15.如权利要求11所述的解调符号的方法，进一步包括提供信道频率响应的估计。

16.如权利要求11所述的解调符号的方法，进一步包括将所述导频音调转换成信道冲击响应的估计。

17.如权利要求13所述的解调符号的方法，进一步包括将所述导频音调转换成信道冲击响应的估计。

18.如权利要求15所述的解调符号的方法，其中所述符号是OFDM符号，并且进一步包括针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均。

19.如权利要求16所述的解调符号的方法，进一步包括利用内插根据所有音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应。

20.如权利要求17所述的解调符号的方法，其中所述符号是OFDM符号，并且进一步包括：

针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均；以及

利用内插根据音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应。

21.一种用于解调符号的装置，所述装置包括：

用于将符号从时域转换到频域的模块；

用于选择导频音调的模块，其中所述用于选择导频音调的模块可操作地耦合到所述用于将符号从时域转换到频域的模块；

用于对数据音调进行滤波的模块，具有第一输入并且具有第二输入，所述第一输入可操作地耦合到所述用于将符号从时域转换到频域的模块的第一输出，所述第二输入可操作地耦合到所述用于选择导频音调的模块的第一输出；

用于估计信道频率响应的模块，具有输入，该输入可操作地耦合到所述用于选择导频音调的模块的第二输出；以及

用于作出软判决的模块，具有第一输入，所述第一输入可操作地耦合到所述用于对数据音调进行滤波的模块的输出，其中所述用于对数据音调进行滤波的模块被配置成将来自所述用于将符号从时域转换到频域的模块的数据传送到所述用于作出软判决的模块，并且所述用于作出软判决的模块被配置成基于接收到的数据以及所述信道频率响应的估计来作出软判决。

22.如权利要求21所述用于解调符号的装置，进一步包括用于选择保护音调的模块。

23.如权利要求21所述用于解调符号的装置，进一步包括用于为带内和频带边缘导频音调生成信道估计的模块。

24.如权利要求21所述用于解调符号的装置，进一步包括用于利用最小二乘信道估计来为所述导频音调生成信道估计的模块。

25.如权利要求21所述用于解调符号的装置，进一步包括用于提供信道频率响应的估计的模块。

26.如权利要求21所述用于解调符号的装置，进一步包括用于将所述导频音调转换成信道冲击响应的估计的模块。

27.如权利要求23所述用于解调符号的装置，进一步包括用于将所述导频音调转换成信道冲击响应的估计的模块。

28.如权利要求25所述用于解调符号的装置，其中所述符号是OFDM符号，并且进一步包括用于针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均的模块。

29.如权利要求26所述用于解调符号的装置，进一步包括用于利用内插根据所有音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应的模块。

30.如权利要求27所述用于解调符号的装置，其中所述符号是OFDM符号，并且进一步包括：

用于针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均的模块；以及

用于利用内插根据音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应的模块。

31.一种包括非瞬时计算机可读介质的计算机程序产品，所述计算机可读介质包括可执行代码，所述可执行代码使得计算机：

将符号从时域转换到频域来生成已转换符号；

利用所述已转换符号选择导频音调；

在数据音调滤波器处接收信令和所述已转换符号，其中所述信令是基于所述导频音调生成的；

利用所选择的导频音调来估计信道频率响应；以及

基于接收到的数据以及所述信道频率响应的估计来作出软判决。

32.如权利要求31所述的计算机程序产品，进一步包括用于选择保护音调的代码。

33.如权利要求31所述的计算机程序产品，进一步包括用于为带内和频带边缘导频音调生成信道估计的代码。

34.如权利要求31所述的计算机程序产品，进一步包括用于利用最小二乘信道估计来为所述导频音调生成信道估计的代码。

35.如权利要求31所述的计算机程序产品，进一步包括用于提供信道频率响应的估计的代码。

36.如权利要求31所述的计算机程序产品，进一步包括用于将所述导频音调转换成信道冲击响应的估计的代码。

37.如权利要求33所述的计算机程序产品，进一步包括用于将所述导频音调转换成信道冲击响应的估计的代码。

38.如权利要求35所述的计算机程序产品，其中所述符号是OFDM符号，并且进一步包括用于针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均的代码。

39.如权利要求36所述的计算机程序产品，进一步包括用于利用内插根据所有音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应的代码。

40.如权利要求37所述的计算机程序产品，其中所述符号是OFDM符号，并且进一步包括：

用于针对时隙中的所述OFDM符号对所述信道估计进行时间平均的代码；以及

用于利用内插根据音调的所述信道冲击响应来估计所述信道频率响应的代码。

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