CN101969417A - 低回传的mimo-scfde***自适应多模传输方法 - Google Patents

Abstract

一种低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，包括以下步骤：(1)收端确定各子信道秩信息R，将R经由反馈信道发送给发端；(2)发端形成M个调制符号的时域数据帧，将时域数据帧变换成M维等效频域数据帧，生成频域信道标示信息D，根据D将该M维频域数据帧映射，扩张成一列N×N_T维频域数据帧，通过串/并变换生成N_T列N维频域数据帧，将N_T个并行的N维频域数据帧变回到时域，加CP后同时分别被N_T个发射天线发送出去；(3)收端将N_R个接收天线接收到的数据帧去CP后进行均衡，通过并串变换恢复为一列N×N_T维数据帧，选出M个有用的信号，变换回时域后进行符号判决。本发明具有***频谱效率高、回传信息量低的特点。

Description

低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法

技术领域

本发明涉及一种多天线宽带无线通信传输方法，属于宽带无线通信技术领域。

背景技术

随着网络技术的发展，人们对接入网络的要求也不断提高，随时随地地高速接入因特网已经成为越来越多的人们的重要需求，宽带无线通信技术是可以满足人们上述需求的主要支撑技术，因此近年来宽带无线通信技术获得了迅猛发展。随着传输速率的增加，电磁波无线传播造成的多径对***影响越来越严重，一般而言宽带无线通信***中不可避免地存在多径传播造成的频率选择性衰落，频率选择性衰落曾经是制约无线通信***性能的主要因素之一。由正交频分复用(以下简称OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术发展起来的基于循环前缀(以下简称CP：Cyclic Prefix)的分块传输技术(主要包括OFDM、单载波频域均衡(以下简称SCFDE：Single Carrier with Frequency Domain Equalization)等)是宽带无线通信中对付多径传播造成的频率选择性衰落的简单且十分有效的技术，因此OFDM和SCFDE成为目前宽带无线通信的主流技术。频谱效率一直是无线通信技术的研究重点，近年来多输入多输出(以下简称MIMO：Multiple-input Multiple-output)以其传统单天线技术所无法达到的频谱效率受到广泛关注。MIMO和基于CP的分块传输技术的结合MIMO-OFDM和MIMO-SCFDE成为未来宽带无线通信的关键技术。

MIMO利用具有丰富多径的无线传播环境中不同天线之间信道的不相关特性，获得高信道容量，从而提高频谱利用率和可靠性。基于分块传输的OFDM，可以有效地对抗多径衰落，因为子载波频谱主瓣重叠，具有较高的频谱效率；CP可以很好的吸收帧间干扰；并且可以采取简单的频域均衡方法来消除由于时延扩展引入的信道干扰；OFDM的基带调制过程可以用快速傅立叶逆变换(以下简称IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)完成，基带解调过程可以用快速傅立叶变换(以下简称FFT：Fast Fourier Transform))完成。单载波频域均衡(以下简称SCFDE：Single Carrier with Frequency Domain Equalization)，类似于OFDM的分块传输技术，虽然同样能够有效的对抗多径衰落而且没有OFDM发端的高峰均功率比(PAPR，Peak-to-average Power Ratio)，但是受关注程度远不及OFDM。

MIMO宽带无线通信通信(主要是MIMO-OFDM和MIMO-SCFDE)面临的主要问题是：时、频、空选择性造成的信道衰落。这种衰落表现为接收端去掉CP后得到的一系列窄带MIMO信道的部分信道矩阵缺秩或坏条件，这种缺秩或坏条件对MIMO信号的检测造成极大影响，是制约宽带MIMO***性能的主要因素。

利用信道状态信息(以下简称CSI：Channel State Information)的自适应技术可以有效地对抗时、频、空选择性，从而更可靠更有效地进行通信。预编码是目前宽带MIMO***中广泛采用的自适应技术，它可以根据窄带MIMO信道的信道矩阵的情况，通过发射端的预编码自适应地改变该窄带MIMO信道传输的比特数，可以极大地提高每一个缺秩或坏条件窄带MIMO信道传输的效率，从而提高整个宽带MIMO***的效率。现有的MIMO-OFDM预编码方法主要是根据每一个(可以分组)窄带MIMO信道的秩和其他可用的CSI形成一个预编码矩阵，发射端将每一个窄带MIMO子信道上待发送的数据向量乘以相应的预编码矩阵形成发送向量。这种线性预编码方法比较简单，且当可选择的预编码矩阵数量(称为码本数量)较大时，传输效率也比较高，缺点是：码本数量较小时，***的频谱效率较差，而码本数量较大时，***的频谱效率虽然会提高一些，但相应的回传信息量和***复杂性都会大幅度提高，即回传信息量、复杂性与***的频谱效率之间存在矛盾。

发明内容

本发明针对现有预编码MIMO-OFDM技术存在的回传信息量、复杂性与***的频谱效率之间存在矛盾问题，提供一种高效低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法。

本发明的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，包括以下步骤：

(1)对于N_T×N_R的自适应MIMO***，N_T表示发射天线数，N_R表示接收天线数，收端根据信道状态信息、所采用的调制方式及所要求的***误比特性能，确定各子信道秩信息R，然后将R经由反馈信道发送给发端；

(2)假设各子信道秩的和为M，发端根据所采用的调制方式，形成M个调制符号的时域数据帧，经过M点FFT，将时域数据帧变换成M维等效频域数据帧，然后利用由反馈信道得到的各子信道秩信息R生成频域信道标示信息D，根据信道标示信息D将该M维频域数据帧映射，扩张成一列N×N_T维频域数据帧，再通过串/并变换，生成N_T列N维频域数据帧，然后利用N点IFFT将N_T个并行的N维频域数据帧变回到时域，加CP后同时分别被N_T个发射天线发送出去；

(3)收端将N_R个接收天线接收到的数据帧去CP后，经过N点FFT变换到频域，此时为N_R列N维频域向量，根据各频域子信道秩信息R和信道状态信息生成均衡矩阵进行均衡，均衡后为N_T列N维数据帧，然后通过并串变换，恢复为一列N×N_T维数据帧，再由各子信道秩信息R生成信道标示信息D，根据信道标示信息D选出M个有用的信号，变换回时域后进行符号判决。

为了便于更好的表达，对本发明中所用的符号进行部分说明。小写字母表示时域和等效时域符号，大写字母表示频域及等效频域符号；对于小写字母(即时域和等效时域符号)的上标表示第n时刻或第m个等效时刻，n＝0，1，…，N-1，m＝0，1，…，M-1；大写字母(即频域及等效频域符号)的上标表示第k个频域子信道或第q个等效频域子信道，k＝0，1，…，N-1，q＝0，1，…，M-1；下标中的大写字母M表示该向量是等效时域或等效频域的符号，N表示该向量是时域或频域的符号；下标中的小写字母l、i分别表示第l根接收天线与第i根发射天线，如果l和i同时出现，l在前，i在后，表示由第i个发射天线到第l个接收天线，i＝1，2，…N_T，l＝1，2…，N_R。在发端，

表示M维原始等效时域数据帧，对应的原始等效频域数据帧

的M点FFT，其中

为信息符号的平均功率。根据频域信道标示信息生成一列N×N_T维的频域信道映射矩阵，将M维等效频域数据帧

映射成N×N_T维频域数据帧

然后通过串/并变换生成N_T列N维的频域数据帧

i＝1，2，…，N_T，再进行IFFT变换到时域，分别由N_T根发射天线发送，第i根天线待发送的时域数据帧为

i＝1，2，…，N_T；

为第k个频域子信道上的待发送符号向量。

为第i根发射天线与第l根接收天线间的第k个频域子信道增益；A^k为第k个频域子信道的信道矩阵，其中第l行第i列元素为

i＝1，2，…，N_T，l＝1，2，…，N_R，k＝0，1，…，N-1。在接收端去CP后，第l根接收天线接收到l＝1，2…，N_R，其中为有用信号部分，做N点FFT得到频域形式为

为接收噪声向量，对应频域形式为

其中

为噪声方差。第k个频域子信道上，信号分量为

其中噪声分量为

k＝0，1，…，N-1；根据各频域子信道秩信息，求出个频域子信道的等效信道矩阵其中Q^k为由第k个频域子信道秩r(k)得到的预编码矩阵

对接收到的受噪声污染的信号进行迫零(ZF)均衡，相当于

的M-P逆

分别左乘

和

得到

和

通过并/串变换成一列N×N_T为频域符号向量，然后根据频域信道标示信息选出有用的信号，再通过M点IFFT变回时域为x_M和

进行符号判决。

对于使用ZF均衡的自适应MIMIO-SCFDE***，第n个抽样时刻的时域均衡前信噪比

如下：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{pre}}^n\stackrel{\·}{=}\frac{E\left({\left|\right|y_N^n\left|\right|}_2^2\right)}{E\left({\left|\right|w_N^n\left|\right|}_2^2\right)}=\frac{\frac{{\mathrm{\σ}}_x^2}{N}\underset{q=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{tr}({\tilde{A}}^k\·{\left({\tilde{A}}^k\right)}^H)}{N_R{\mathrm{\σ}}_w^2}$

而且可以计算得到第m个等效时刻的等效时域均衡后信噪比

如下：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{post}}^m\stackrel{\·}{=}\frac{E\left[{\left|\right|x_M^m\left|\right|}_2^2\right]}{E\left[{\left|\right|v_M^m\left|\right|}_2^2\right]}=\frac{{\mathrm{\σ}}_x^2}{\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{M}\underset{q=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{tr}(G^k\·{\left(G^k\right)}^H)}$

事实上，时域均衡前信噪比为均衡前帧内第n个抽样时刻的信噪比，等效时域均衡后信噪比可理解为均衡后帧内第m个等效时刻的判决信噪比。

上述各步骤的具体实现方法如下：

步骤(1)，对于N_T×N_R的自适应MIMO***，N_T表示发射天线数，N_R表示接收天线数，收端根据信道状态信息，所采用的调制方式及所要求的***误比特性能，确定各子信道秩信息R，然后将R经由反馈信道发送给发端。

其中，确定各个子信道秩信息的实现方法如下：

收发双方建立通信后，收端根据约定的信道估计方式获取当前信道的信道状态信息，其中信道状态信息为所有频域子信道的信道矩阵，各个频域子信道上的信道矩阵A^k，其中k＝0，1，…，N-1；根据采用的调制方式，在***所要求的误比特性能下传送尽可能多的信息符号，即要求信道容量C尽可能的大，假设各子信道秩信息为R＝{R_k，k＝0，1，…，N-1}，其中R_k∈{0，1，…，N_T}，表示第k个频域子信道的秩；初始化各个值都为0，即R₀＝R₁＝…＝R_N-1＝0，然后由山农信道容量公式计算出此时各子信道的信道容量，以及各子信道秩都加1后的信道容量，再计算出各子信道秩加1后信道容量的增加值，选择秩加1后信道容量增加最多的子信道，将其秩加1，其余的保持秩不变，并判断是否满足条件其中：M为每个子信道秩的和，M∈{0，1，…，N×N_T}，k∈{0，1，…，N-1}，

为信息符号的平均功率，

为噪声方差，SNR_req为采用某种调制方式，所要求的***误比特性能所对应的等效时域均衡后信噪比；如果满足，重复这一步骤，找出满足条件的最大M值，记录此时的各子信道秩信息R＝(R₀，R₁，…，R_N-1)为各子信道秩信息。

步骤(2)，由步骤(1)计算出各子信道秩的和M，发端根据所采用的调制方式，形成M个调制符号的时域数据帧，经过M点FFT，将时域数据帧变换成M维等效频域数据帧，然后利用由反馈信道得到的各子信道秩信息R生成频域信道标示信息D，根据信道标示信息D将该M维频域数据帧映射，扩张成一列N×N_T维频域数据帧，再通过串/并变换，生成N_T列N维频域数据帧，然后利用N点IFFT将N_T个并行的N维频域数据帧变回到时域，加CP后同时分别被N_T个发射天线发送出去。

其中，由各子信道秩信息生成频域信道标示信息实现方法如下：

发端由反馈信道得到各子信道秩信息R，要生成的频域信道标示信息形式为D＝{D(k)，k＝0，1…，N-1}，其中D(k)＝{D(k_s)，s＝0，1，…N_T-1}，D(k)的值由第k个子信道的秩R_k决定，D(k)的前R_k个值为1，后面的均为0；这样生成的D为一列N×N_T维0，1序列，D(k_s)＝1表示第k个频域子信道上的信道矩阵A^k的第s列可用，D(k_s)＝0表示第k个频域子信道上的信道矩阵A^k的第s列不可用。

其中，根据信道标示信息将等效频域数据帧映射的实现方法如下：

假设各子信道秩的和为M，发端根据所采用的调制方式进行符号映射，形成待传输的M个等效时域符号

通过M点FFT得到频域符号

生成一列N×N_T维频域数据帧

根据频域信道标示信息D将D(k_s)值为1的位置对应依次***上述M维频域符号，D(k_s)为0的位置补零。

其中，串/并变换的实现方法有多种，例如：

方法一：将得到的一列N×N_T维频域数据帧

的前N个数据符号

作为第一列，第N+1到2×N个数据符号

作为第二列，以此类推，将

变换成N_T列N维频域数据帧

i＝1，2，…，N_T。

方法二：将得到的一列N×N_T维频域数据帧

的前N_T个数据符号

作为第一行，第N_T+1到2×N_T个数据符号

作为第二行，以此类推，将

变换成N_T列N维频域数据帧

i＝1，2，…，N_T。

再对每列数据帧进行IFFT变换，变到时域为

i＝1，2，…，N_T，加CP后由N_T根发射天线同时发送出去。

步骤(3)，收端将N_R个接收天线接收到的数据帧去CP后，经过N点FFT变换到频域，此时为N_R列N维频域向量，根据各频域子信道秩信息R和信道状态信息生成均衡矩阵进行均衡，均衡后为N_T列N维数据帧，然后通过并串变换，恢复为一列N×N_T维数据帧，再由各子信道秩信息R生成信道标示信息D，根据信道标示信息D选出M个有用的信号，变换回时域后进行符号判决。

其中，生成均衡矩阵以及均衡的过程(以ZF均衡为例)实现方法如下：

在接收端去CP后，第l根接收天线接收到有用信号部分为

噪声部分为

做N点FFT得到频域形式分别为

和第k个频域子信道上信号分量为

其中噪声分量为

k＝0，1，…，N-1；根据各频域各子信道秩信息，求出各频域子信道的等效信道矩阵

其中Q^k为由第k个频域子信道秩r(k)得到的预编码矩阵

对接收到的受噪声污染的信号进行ZF均衡，用

的M-P逆

分别左乘

和得到有用信号部分

和噪声部分 $V_N^k=(V_{N,1}^k,V_{N,2}^k,...,V_{N,N_T}^k)=G^k\·W_N^k.$

其中，由各子信道秩信息生成信道标示信息实现方法与步骤(2)中相同，并/串变换过程，根据步骤(2)中选用的串/并方法，实施相应的反变换，把均衡后得到N_T列N维数据符号，变换成一列N×N_T维频域符号。

其中，通过逆映射，选出有用信号的实现方法如下：

得到一列N×N_T维频域符号后，根据频域信道标示信息D，选出对应标示信息D(k_s)为1的的频域符号，丢弃标示信息为0的载频点的频域符号，得到一列M维有用信号，再通过M点IFFT变回时域，进行符号判决。

本发明缓解了***频谱效率与回传信息量和***复杂性之间的矛盾，具有***频谱效率高、回传信息量低的特点。

附图说明

图1是实现本发明自适应多模传输方法的MIMO-SCFDE***框图。

图2是采用本发明提出的自适应多模传输方法的MIMO-SCFDE***的误比特曲线图。

图中：1、信源模块，2、符号映射模块，3、FFT模块(M点)，4、信号频谱变换，5、串/并模块，6、IFFT模块(N点)，7、加循环前缀(CP)模块，8、D/A模块，9、中频及射频调制模块，10、MIMO信道，11、射频及中频解调模块，12、A/D模块，13、去CP模块，14、FFT模块(N点)，15、均衡模块，16并/串模块，17、信号频谱反变换模块，18、IFFT模块(M点)，19、判决及符号逆映射模块，20、同步模块，21、信道估计模块，22、各频域子信道秩信息模块，23、频域信道标示信息模块，24、反馈信道。

具体实施方式

实施例给出的是基带仿真结果，不考虑同步误差的影响，且不考虑信道估计误差，即信道估计为理想的。

图1给出了实现本发明自适应多模传输方法的MIMO-SCFDE***框图，各模块作用如下：

信源模块1：产生要传输的数据。

符号映射模块2：将信源产生的数据根据所采用的调制方式映射到星座图对应点上。

M点FFT模块3：将每帧M个已映射信号变换到频域，得到信号的M点频域信号。

信号频谱变换模块4：根据反馈信道发送回来的信道标示信息，将模块3输出的M点频域信号映射到M个可用频域承载点上，而禁用频域承载点置零，或填充非信息数据，就得到一帧N×N_T维频域向量。此模块需要按照发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

串/并模块5：将模块4得到的N×N_T维频域向量变换成N_T个N维频域向量。

N点IFFT模块6：将得到频域信号再变换到时域。

加CP模块7：将得到的每帧数据加上循环前缀。

D/A模块8：将数字信号变换成模拟信号。

中频及射频调制模块9：信号调制到中频上进行中频放大，再做射频调制，最后将已调信号由天线发射。

MIMO信道10：传输信号的频域选择性MIMO信道。

射频及中频解调模块11：将接收天线接收下来信号的频谱从射频或者中频上搬移到低频。在解调之前需要用频率同步数据纠正信号传输过程中引起的频偏。

A/D模块12：将解调后模拟信号变换为数字信号。A/D变换需要对模拟信号进行抽样，提供时钟信号的晶振需要跟发射机D/A模块的晶振频率相同，否则就会导致抽样率误差。因此在A/D变换之前要进行抽样率同步。

去CP模块13：将循环前缀去掉。这时就存在判断一帧数据从哪开始的问题，则去CP之前需要做定时同步。

N点FFT模块14：将去掉CP的时域信号变换到频域。

均衡模块15：根据信道估计模块21发来的CSI，和模块22发来的各子信道秩信息，生成均衡矩阵进行均衡。均衡方式可以选择一下三种均衡方式之一：迫零均衡、最小均方误差均衡、混合方式均衡。

并/串模块16：将过均衡模块15后得到的N_T个N维向量，变换为N×N_T维向量。

信号频谱反变换模块17：根据信道标示信息选出M个可用频域承载点上携带的等效频域信号。此模块需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

M点IFFT模块18：将均衡后的等效频域符号变换到等效时域。

判决及符号逆映射模块19：根据***所采用的调制方式，完成时域信号的判决。

同步模块20：通过参数估计(例如：盲估计和基于辅助数据的估计)的办法得到***需要的各种同步数据。同步模块将频率同步数据送给射频及中频解调模块11；将抽样率同步数据送给A/D模块12；将定时同步数据送给去CP模块13。在本实施例，假设为同步理想。

信道估计模块21：跟同步类似，也需要通过参数估计来得到CSI，常用的一般是盲信道估计和基于辅助数据的信道估计。在本实施例，假设估计精确。

各频域子信道秩信息模块22：根据信道估计模块21得到的CSI，按照***所要求的误比特性能，确定各子信道秩信息。

频域信道标示信息模块23：根据模块22生成的各频域子信道秩信息，生成信道标示信息。

反向信道24：将信道标示信息回传给发送端。

该实施例仿真参数：

仿真环境：MATLAB R2010a

子信道总数：N＝256

CP长度：64

调制方式：QPSK

抽样率：10M bps

仿真所选的平均接收信噪比范围：SNR＝4～15(dB)

仿真信道环境：分别采用4×4SUI-4信道，不过本实施例中的SUI-4信道并没有考虑多普勒频偏及天线相关性。(可参考D.S.Baum，“Simulating the SUI channel models，”IEEE 802.16Broad Wireless Access Working Group，2001，(D.S.Baum，《仿真SUI信道模型》，IEEE 802.16宽带无线接入工作组，2001))

仿真中没有考虑同步误差(包括载波同步误差、抽样率同步误差和帧定时同步误差)对***的影响，即假设所有同步参数的误差都为0；没有考虑反向信道回传信道标识信息的传输时延和传输误码的影响，即假设传输时延和误码都为0；没有考虑其他非理想因素的影响

(例如器件的非线性等)。

仿真结果：

图2给出了采用本发明提出的自适应多模传输方法的MIMO-SCFDE***的误比特曲线，与一种限制回传的基于内插的多模式预编码MIMO-OFDM***(其中均匀分布的导频64个，量化预编码矩阵的码本空间含16个预编码矩阵)和AWGN信道的误比特能的比较。需要注意的是标记为方形的点线横坐标的SNR不再表示接收信噪比而是等效均衡后信噪比，这是为了方便与AWGN信道的BER进行比较。一种限制回传的基于内插的多模式预编码MIMO-OFDM***采用64个均匀分布的导频和含16个预编码矩阵量化预编码矩阵码本，而且对于4根发射天线的***每个载波还需要2比特的预编码模式选择，因此回传信息量为64×4+256×2＝768比特。当该***与自适应多模传输方法的MIMO-SCFDE***具有相同的平均发射功率和相同的比特速率时，在低信噪比下性能优于自适应多模MIMO-SCFDE，但高信噪比下性能差于自适应多模MIMO-SCFDE，而且自适应多模MIMO-SCFDE***每个子信道回传仅需要log₂(N_T+1)比特，取大于log₂(4+1)最近的整数为3，因此总共只需要(256-64)×3＝576比特的回传信息量，回传信息量小于基于内插的多模式预编码MIMO-OFDM***。(可参考N.K.Khaled，B.Mondal，G.Leus，R W.Heath，and F.Petre，“Interpolation-Based Multi-Mode Precoding for MIMO-OFDM system with Limited Feedback，”IEEE Trans.on Wireless Communications，vol.6，no.3，pp.1003-1013，Mar.2007(N.K.Khaled，B.Mondal，G.Leus，R W.Heath，and F.Petre，《基于内插的有限回传的MIMO-OFDM多模式预编码》，IEEE Trans.on Wireless Communications，第六卷，第三号，1003-1013页，2007年3月)。

下表给出了4×4MIMO-SCFDE***采用本发明提出的自适应多模传输方法的MIMO-SCFDE***与自适应单模MIMO-SCFDE***的频谱效率的比较。其中该频谱效率为SNR_req＝SNR_pre＝10dB时固定平均发射功率及相同的***要求的BER性能下1000次信道样本得到的频谱效率的平均值。可以发现本发明提出的自适应多模MIMO-SCFDE***的频谱效率有明显提高，而且***复杂度并没有多大增加。因此本发明提出自适应多模MIMO-SCFDE***的可以明显提高频谱利用率。

4×4MIMO-SCFDE***自适应多模与自适应单模的频谱效率的比较

为避免混淆，本说明书中所提到的一些名词或符号做以下解释：

1、频域子信道：MIMO-SCFDE的频域子信道概念，等同于MIMO-OFDM中的子载波的概念。

2、等效时域符号：M点FFT前及M点IFFT后的符号。

3、等效频域符号：M点FFT后及M点IFFT前的符号。

4、时域信号：N点FFT前及N点IFFT后的符号。

5、频域信号：N点FFT后及N点IFFT前的符号。

6、

矩阵的M-P逆。

Claims (8)

1.一种低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)对于N_T×N_R的自适应MIMO***，N_T表示发射天线数，N_R表示接收天线数，收端根据信道状态信息、所采用的调制方式及所要求的***误比特性能，确定各子信道秩信息R，然后将R经由反馈信道发送给发端；

(2)假设各子信道秩的和为M，发端根据所采用的调制方式，形成M个调制符号的时域数据帧，经过M点FFT，将时域数据帧变换成M维等效频域数据帧，然后利用由反馈信道得到的各子信道秩信息R生成频域信道标示信息D，根据信道标示信息D将该M维频域数据帧映射，扩张成一列N×N_T维频域数据帧，再通过串/并变换，生成N_T列N维频域数据帧，然后利用N点IFFT将N_T个并行的N维频域数据帧变回到时域，加CP后同时分别被N_T个发射天线发送出去；

(3)收端将N_R个接收天线接收到的数据帧去CP后，经过N点FFT变换到频域，此时为N_R列N维频域向量，根据各频域子信道秩信息R和信道状态信息生成均衡矩阵进行均衡，均衡后为N_T列N维数据帧，然后通过并串变换，恢复为一列N×N_T维数据帧，再由各子信道秩信息R生成信道标示信息D，根据信道标示信息D选出M个有用的信号，变换回时域后进行符号判决。

2.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(1)中确定各个子信道秩信息的实现方法如下：

收发双方建立通信后，收端根据约定的信道估计方式获取当前信道的信道状态信息，其中信道状态信息为所有频域子信道的信道矩阵，各个频域子信道上的信道矩阵A^k，其中k＝0，1，…，N-1；根据采用的调制方式，在***所要求的误比特性能下传送尽可能多的信息符号，即要求信道容量C尽可能的大，假设各子信道秩信息为R＝{R_k，k＝0，1，…，N-1}，其中R_k∈{0，1，…，N_T}，表示第k个频域子信道的秩；初始化各个值都为0，即R₀＝R₁＝…＝R_N-1＝0，然后由山农信道容量公式计算出此时各子信道的信道容量，以及各子信道秩都加1后的信道容量，再计算出各子信道秩加1后信道容量的增加值，选择秩加1后信道容量增加最多的子信道，将其秩加1，其余的保持秩不变，并判断是否满足条件

其中：M为每个子信道秩的和，M∈{0，1，…，N×N_T}，k∈{0，1，…，N-1}，

为信息符号的平均功率，

为噪声方差，SNR_req为采用某种调制方式，所要求的***误比特性能所对应的等效时域均衡后信噪比；如果满足，重复这一步骤，找出满足条件的最大M值，记录此时的各子信道秩信息R＝(R₀，R₁，…，R_N-1)为各子信道秩信息。

3.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(2)中由各子信道秩信息生成频域信道标示信息的实现方法如下：

发端由反馈信道得到各子信道秩信息R，生成的频域信道标示信息形式为D＝{D(k)，k＝0，1…，N-1}，其中D(k)＝{D(k_s)，s＝0，1，…N_T-1}，D(k)的值由第k个子信道的秩R_k决定，D(k)的前R_k个值为1，后面的均为0；这样生成的D为一列N×N_T维0，1序列，D(k_s)＝1表示第k个频域子信道上的信道矩阵A^k的第s列可用，D(k_s)＝0表示第k个频域子信道上的信道矩阵A^k的第s列不可用。

4.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(2)中根据信道标示信息将等效频域数据帧映射的实现方法如下：

假设各子信道秩的和为M，发端根据所采用的调制方式进行符号映射，形成待传输的M个等效时域符号

通过M点FFT得到频域符号生成一列N×N_T维频域数据帧

根据频域信道标示信息D将D(k_s)值为1的位置对应依次***上述M维频域符号，D(k_s)为0的位置补零。

5.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(2)中串/并变换的实现方法是：

将得到的一列N×N_T维频域数据帧的前N个数据符号

作为第一列，第N+1到2×N个数据符号

作为第二列，以此类推，将

变换成N_T列N维频域数据帧

i＝1，2，…，N_T。

6.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(2)中串/并变换的实现方法是：

将得到的一列N×N_T维频域数据帧

的前N_T个数据符号

作为第一行，第N_T+1到2×N_T个数据符号

作为第二行，以此类推，将

变换成N_T列N维频域数据帧

i＝1，2，…，N_T。

7.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(3)中当采用ZF均衡时，生成均衡矩阵以及均衡的过程实现方法如下：

在接收端去CP后，第l根接收天线接收到有用信号部分为

噪声部分为

做N点FFT得到频域形式分别为

和

第k个频域子信道上信号分量为

其中噪声分量为

k＝0，1，…，N-1；根据各频域各子信道秩信息，求出各频域子信道的等效信道矩阵其中Q^k为由第k个频域子信道秩r(k)得到的预编码矩阵

对接收到的受噪声污染的信号进行ZF均衡，用

的M-P逆

分别左乘和

得到有用信号部分

和噪声部分 $V_N^k=(V_{N,1}^k,V_{N,2}^k,...,V_{N,N_T}^k)=G^k\·W_N^k.$

8.根据权利要求1所述的低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，其特征在于，所述步骤(3)中通过逆映射选出有用信号的实现方法如下：

得到一列N×N_T维频域符号后，根据频域信道标示信息D，选出对应标示信息D(k_s)为1的的频域符号，丢弃标示信息为0的载频点的频域符号，得到一列M维有用信号，再通过M点IFFT变回时域，进行符号判决。

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