CN102201750B - 一种电源*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电源***，包括：滤波器连接输入的多相交流电源；开关矩阵连接经所述滤波器滤波处理后的多相交流电源输入，所述开关矩阵包括多个双向开关组件，用于对多相交流电源输入进行高频化处理并最终实现DC电压输出；谐振网络连接所述开关矩阵，用于实现谐振并控制输出电流为正弦电流；整流器连接所述谐振网络，用于对谐振网络输出的正弦电流进行整流和滤波。本发明的技术方案能够实现至少两相AC电源输入转换为直流；开关矩阵能够实现零电压开关，整流器中的同步整流开关能够实现零电流开关；提高了效率，且很大程度上减少了开关过程的损耗。

Description

一种电源***

技术领域

本发明涉及电源领域，更具体地说，涉及一种电源***。

背景技术

通常情况下，使用通讯电源模块将交流电压转换为直流电压给通讯设备和电池供电。现代通讯电源大多为开关模式功率电源(switched mode powersupply，简称SMPS)，采用脉宽调制，控制输出电压、输出电流和输入电流，一般情况下，开关电源的拓扑结构包括以下组成部分：

1)输入滤波器：提供满足EMI、谐波电流要求的输入电流。

2)输入电流整形电路：大多采用boost功率因数校正电路(Power FactorCorrection，简称PFC)，将AC输入电压转换为高压DC电压，同时控制输入电流为正弦电流。

3)DCDC转换电路：将高压DC电压通过变压器隔离和输出整流，转换为低压DC电压。

4)输出滤波器：对具有高频纹波的低压DC电压滤波，减小输出电压纹波和满足输出EMI。

图1示出了现有技术中使用的单相开关电源示意图。单相交流输入至滤波器，再经桥式整流器和PFC处理后变为高压直流(HV DC)，再经DC-DC处理和二极管整流器和滤波器后输出DC直流。但是这种传统的开关电源效率(输出功率除以输入功率的百分比)仅达到92％左右。

图2示出了现有技术中使用的另一单相开关电源示意图。其拓扑结构使用无桥的PFC替代图1中的传统的桥式整流，输出同步整流替代二极管整流。单相交流输入至滤波器，经PFC处理后变为高压直流(HV DC)，再经DC-DC处理和MOSFET整流和滤波后输出DC直流。

对于图2所示的拓扑结构，假设PFC和DC-DC的开关周期相同，功率电流将流过PFC二极管一次，PFC开关管一次，DC-DC开关管一次，且PFC开关管为硬开关，只有DC-DC开关管为软开关，并且各开关一次。根据已公开的专利申请号为PCT/NO2008/00303的专利申请可知，该拓扑的开关电源效率当前公认的最高仅能达到96.5％。

对于三相电压输入电源***，从已公开发布的各种文献，大概可以分为如下几类：

1)、三个单相模块组合构成三相输入电源***，需要4根线来实现3相交流输入，因此需要额外设计出另一根线，也就是说，需要使用较多的器件。根据图2相同的设计原则并选用跟功率成比例的器件容量，其最高效率必将小于等于96.5％。

2)、基于Vienna PFC的三相输入电源***，如图3所示，Vienna PFC将AC转换为高压DC后，再采用图2相同的DC-DC拓扑或者三电平DC-DC拓扑。Vienna PFC将经滤波的三相AC输入转换为高压DC(800V)后，经储能电容以及三电平LLC将800V高压转换为800V方波，再通过电感和谐振电容送入滤波器进行滤波，输出例如负48V直流。其中虚线椭圆框中的开关器件由两个MOS管来实现。

从图3可以看出，分解到单相，其功率电流流过功率二极管和MOSFET以及一个开关周期功率管的开关数量跟图2是相同的，且也只有DC-DC的开关管才能实现零电压开关(Zero Voltage Switch，简称ZVS)，故根据图2相同的设计原则和选用跟功率成比例的功率器件，其效率将跟图2相当。

该拓扑结构的三电平800V母线高压使得器件的选择有相当的难度，需要后级电路具备高耐压性能，也导致了器件的导通压降以及导通电阻过大，使器件成本升高，效率降低。

3)、三相单级移相全桥拓扑，如图4所示。

经滤波的三相AC输入送入6个开关器件(这里例如采用12个MOS管来实现，每一开关器件包括2个MOS管)进行高频化处理之后形成电压方波、电流方波，再送入变压器以及滤波器进行处理，输出DC直流。相对于图3所示的拓扑来说，无需使用6个二极管、储能电容、谐振电容，成本相对较低。该拓扑重载能实现开关管的ZVS，但是在权衡占空比损失条件下，轻载开关管不能实现ZVS，其实现ZVS原理类似移相全桥拓扑，但是由于其输出滤波对比本文发明需要输出差模滤波电感，以及输出整流MOSFET不能实现零电流开关(ZeroCurrent Switch，简称ZCS)，且不能选用两倍输出电压等级的MOSFET，需要更高电压等级的MOSFET管。

上述三相电压输入电源***的详细内容可参考以下两个专利申请号分别为US5329439、200780029801.9的专利申请。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述功率损耗大、效率低的缺陷，提供一种高效率低损耗的电源***。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种电源***，包括：

滤波器，连接输入的三相交流电源；

开关矩阵，连接经所述滤波器滤波处理后的三相交流电源输入，所述开关矩阵包括第一至第六双向开关组件，用于对多相交流电源输入进行高频化处理并输出DC电压，实现ZVS，其中第一和第二双向开关组件位于同一桥臂，第三和第四双向开关组件位于同一桥臂，第五和第六双向开关组件位于同一桥臂，每一个双向开关组件由两个MOSFET管组成；

谐振网络，连接所述开关矩阵，用于实现谐振并控制输出电流为正弦电流；

整流器，连接所述谐振网络，用于对谐振网络输出的正弦电流进行整流和滤波，输出直流，实现ZCS；

其中，所述谐振网络包括第一电感、电容和变压器，所述第一电感、所述电容以及所述变压器的原边绕组串联；

第一、第三和第五双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端连接所述第一电感、所述电容以及所述变压器的原边绕组串联整体的第一端；第二、第四和第六双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端连接所述第一电感、所述电容以及所述变压器的原边绕组串联整体的第二端；

所述整流器包括整流开关和滤波电路；所述整流开关一端接所述变压器的副边绕组，另一端接所述滤波电路；

所述滤波电路包括滤波电容，所述滤波电容连接于所述变压器副边绕组的一端与中心抽头之间；或者,所述滤波电路包括跨接在所述变压器副边绕组两端且串联连接的第一滤波电容和第二滤波电容，所述第一滤波电容和所述第二滤波电容的节点连接至所述变压器副边绕组的中心抽头；

所述开关矩阵总的开关周期为t0-t8；在t0-t1为死区时间，此时第一和第二双向开关组件导通；在t1-t2为传能阶段，第一和第四双向开关组件导通；t2-t3为死区时间，第三和第四双向开关组件导通；t3-t4为传能阶段，第二和第三双向开关组件导通；t4-t5为死区时间，第一和第二双向开关组件导通；t5-t6为传能阶段，第一和第六双向开关组件导通；t6-t7为死区时间，第五和第六双向开关组件导通；t7-t8为传能阶段，第二和第五双向开关组件导通；并且t1-t2时间段等于t3-t4时间段，t1-t2时间段大于t5-t6时间段，t5-t6时间段大于t7-t8时间段。

在本发明所述的电源***中，第一、第三和第五双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端交汇于点p；第二、第四和第六双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端交汇于点n。

在本发明所述的电源***中，所述第一电感一端接于点p，所述电容一端接于点n，所述第一电感的另一端和所述电容的另一端接所述变压器的原边绕组。

在本发明所述的电源***中，所述谐振网络还包括第二电感；

所述电容一端接点n，另一端接所述第二电感一端；

所述第二电感另一端接所述第一电感一端，所述第一电感另一端接点p；

所述变压器的原边绕组跨接于所述第二电感两端。

在本发明所述的电源***中，所述整流开关包括以下任一种：MOSFET管、二极管、全波整流器、全桥整流器。

本发明的有益效果是，电源***能够实现至少2相AC电源输入转换为直流。电源***中的所有开关矩阵能够实现ZVS，谐振网络能够实现谐振。整流器中的同步整流开关能够实现ZCS。由于整流器中没有滤波电感，故同步整流开关应力可以选择两倍输出电压应力开关。ZVS和ZCS提高了效率，而且很大程度上减少了开关过程的损耗。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1示出了现有技术中使用的单相开关电源示意图；

图2示出了现有技术中使用的另一单相开关电源示意图；

图3示出了现有技术中基于Vienna PFC的三相输入电源***示意图；

图4示出了现有技术中三相单级移相全桥拓扑结构示意图；

图5是依据本发明一实施例的多相AC-DC电源***结构示意图；

图6是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***示意图；

图7是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***相电压输入波形图；

图8是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***线电压输入波形图；

图9是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***的在一个总开关周期内p、n两点间的电压差Vpn对时间变化示意图；

图10是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t0-t1时刻开关状态示意图；

图11是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t1-t2时刻开关状态示意图；

图12是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t2-t3时刻开关状态示意图；

图13是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t3-t4时刻开关状态示意图；

图14是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t5-t6时刻开关状态示意图；

图15是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t6-t7时刻开关状态示意图；

图16是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t7-t8时刻开关状态示意图；

图17是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***的变压器副边同步整流电流波形、谐振电感Lr电流波形、Vpn波形和谐振电容Cr电压。

图18是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t2-t3时刻死区时间原边开关ZVS以及副边开关ZCS过程示意图；

图19是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t4-t5时刻死区时间原边开关ZVS以及副边开关ZCS过程示意图；

图20是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t6-t7时刻死区时间原边开关ZVS以及副边开关ZCS过程示意图；

图21是依据本发明另一实施例的开关矩阵拓扑示意图；

图22是依据本发明另一实施例的谐振网络拓扑示意图；

图23是依据本发明另一实施例的谐振网络拓扑示意图；

图24是依据本发明另一实施例的谐振网络拓扑示意图；

图25是依据本发明另一实施例的整流器拓扑示意图；

图26是依据本发明另一实施例的整流器拓扑示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图5是依据本发明一实施例的多相AC-DC电源***结构示意图。多相AC-DC电源***包括滤波器501、开关矩阵502、谐振网络503和整流器504。滤波器501连接至多相交流电源输入。开关矩阵502，连接经所述滤波器501滤波处理后的多相交流电源输入，所述开关矩阵502包括多个双向开关组件，用于对多相交流电源输入进行处理并输出DC电压，实现ZVS。谐振网络503，连接所述开关矩阵502，用于实现谐振并控制输出电流为正弦电流。整流器504，连接所述谐振网络503，用于对谐振网络输出的正弦电流进行整流和滤波，输出直流，实现ZCS。

图6是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***示意图。该三相AC-DC电源***包括滤波器601、开关矩阵602、谐振网络603、整流器604。其中所示的电阻R为负载。

应注意的是，图6中的谐振网络603、整流器604并不限于三相AC电源***，也可以是2相或者更多相的电源***。

开关矩阵602包括6个双向开关(a1、a2、b1、b2、c1、c2)，其中3个开关(a1、b1、c1)一端分别接于三相交流电源输入的三相，另外一端汇总于点p。另外3个开关(a2、b2、c2)一端分别接于三相交流电源输入的三相，另外一端汇总于点n。其中所述的6个双向开关中的每一个例如由2个MOSFET管组成，即6个双向开关共有12个MOSFET管组成。当然也可以由12个JFET并联二极管组成，也可以是IGBT，只要是能够实现双向开关的功率管、二极管或者其他功率管组合均可使用。开关矩阵的12个开关能够实现ZVS。

谐振网络603包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器T，谐振电感Lr一端接于p点，谐振电容Cr一端接于n点，谐振电感Lr的另一端和谐振电容Cr的另一端接变压器T的原边绕组。Lr、Cr、T构成谐振网络603实现谐振。

应当理解的是，上述谐振网络603中变压器T原边绕组、电容Cr、电感Lr三者的连接顺序并不限于上述方式，只要串联即可。另外，其中电感还可能集成到变压器中，这样只出现电容和变压器实体器件，或者变压器中的励磁电感独立出来并联于变压器原边绕组。后续将要介绍一些谐振网络的变形结构。谐振网络包括LC谐振、串联谐振SRC、并联谐振PRC、LLC谐振、LCC谐振等等，此处仅为示例，本发明并不限于此。

整流器604包括整流开关Ss1和Ss2(例如但不限于同步整流开关Ss1和Ss2)和滤波电路。这里的滤波电路例如采用电容Co，Ss1和Ss2串联连接于变压器副边绕组的两端，Ss1和Ss2的节点连接于电容Co的一端，电容Co的另一端连接于变压器副边绕组的中心抽头，如图6所示。副边同步整流开关Ss1、Ss2能够实现ZCS。这里的Ss1和Ss2可选用例如但不限于MOSFET管。这里的整流开关除了选用MOSFET组成的同步整流开关外，也可以是整流二极管、全波整流器或全桥整流器。

本发明的技术方案具有如下特性：

1)、a1等12个开关能够实现ZVS开关。

2)、Lr、Cr、T构成谐振网络实现谐振。

3)、副边绕组同步整流开关Ss1、Ss2能够实现ZCS。

4)、由于同步整流开关后没有滤波电感，故同步整流开关应力可以选择两边输出电压应力开关。

ZVS和ZCS提高了功率效率，而且很大程度上减少了开关过程的损耗。

下面介绍本发明的三相AC-DC电源***的工作原理。

三相AC电源经滤波器后送入开关矩阵，在pn两点形成方波电压源，再送入谐振网络经Lr和Cr滤波以及变压器T处理后输出的正弦电流送入整流器504中。开关过程中谐振电感储能与开关管输出电容谐振换能，实现开关管的ZVS。由于变压器副边绕组输出为正弦电流，使输出整流器开关管实现自然换流，即实现ZCS。开关矩阵的开关频率形成的pn两点方波频率近似等同于Lr和Cr组成的谐振网络频率，使谐振网络输入为方波电压源，输出为正弦电流，正弦电流经变压器T和整流器经过滤波处理后生成直流DC输出。输出电压例如但不限于53.5V或负48V。

三相交流电压输入波形如图7、8所示，图7为相电压波形图，图8为线电压波形图，每相相差为60度，三个相电压的幅值中有两个符号相同，另外一个符号不同，如图7、8所示的60～120度区间内(虚线框区域)，Vu>0,Vv<0,Vw<0，在该象限内，线电压uv和uw最大，而且在这60度内，其波形基于agl＝90度对称，故我们先考虑60-90度区间内工作原理，其他区间类同，在该30度区间线电压uv大于线电压uw。其中图7和图8的横轴为相位角度值(agl)，图7纵轴为三个相电压值(Vu、Vv、Vw)，图7纵轴为三个线电压值(Vuv、Vvw、Vwu)。图7所示的波形示出了随着相位值的变化相电压的变化情况，图8所示的波形示出了随着相位值的变化线电压的变化情况。

下面对本发明的电源***的工作原理做详细的分析。

图9是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在一个总开关周期内p、n两点间的电压差Vpn对时间变化示意图。如图9所示，横轴为时间t，纵轴为p、n两点间的电压差Vpn，开关矩阵502总的开关周期为t0-t8，t0-t4时间段为开关矩阵a1、a2、b1、b2一个周期Ts1，t4-t8时间段为开关矩阵a1、a2、c1、c2一个周期Ts2。

在t0-t1时刻，为死区时间，这时a1、a2导通，如图10所示，Vpn等于0。图9是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t0-t1时刻开关状态示意图(滤波器部分未示出，图10-15也如此)。三相电源输入为u、v、w。

图11是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t1-t2时刻开关状态示意图。t1-t2时刻为传能阶段，a1、b2导通，Vpn等于uv的线电压(Vuv)，Ss2导通。

图12是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t2-t3时刻开关状态示意图。t2-t3时刻为死区时间，b1、b2导通，Vpn等于0。

图13是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t3-t4时刻开关状态示意图。t3-t4时刻为传能阶段，a2、b1导通，Vpn等于uv负的线电压(-Vuv)，Ss1导通。

t4-t5时刻为死区时间，a1、a2导通，如图9所示，Vpn等于0。

图14是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t5-t6时刻开关状态示意图。t5-t6时刻为传能阶段，a1、c2导通，Vpn等于uw的线电压(Vuw)，Ss2导通。

图15是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t6-t7时刻开关状态示意图。t6-t7时刻为死区时间，c1、c2导通，Vpn等于0。

图16是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t7-t8时刻开关状态示意图。t7-t8时刻为传能阶段，a2、c1导通，Vpn等于uw负的线电压(-Vuw)，Ss1导通。

图17是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***的变压器副边同步整流电流波形、谐振电感电流波形、Vpn波形和谐振电容Cr电压。其中所示四幅图的横坐标均为t，纵坐标从上到下分别为变压器副边同步整流电流id_s1和id_s2、谐振电感电流ilr、Vpn、谐振电容Cr电压Vcr。

图18是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t2-t3时刻死区时间变压器原边开关ZVS以及副边开关ZCS过程示意图。其中所示四幅图的横坐标均为t，纵坐标从上到下分别为vds_b1(开关b1漏极D与源极S间的电压)和vgs_b1(开关b1门极G和源极S电压，即开关驱动电压)、Vpn、变压器副边同步整流电流id_s1和id_s2。图18示出了实施例死区过程开关如何实现ZVS和ZCS的关键器件波形。

图19是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t4-t5时刻死区时间原边开关ZVS以及副边开关ZCS过程示意图。其中所示四幅图的横坐标均为t，纵坐标从上到下分别为vds_a1和vgs_a1、Vpn、变压器副边同步整流电流id_s1和id_s2。图19示出了实施例死区过程开关如何实现ZVS和ZCS的关键器件波形。

图20是依据本发明一实施例的三相AC-DC电源***在t6-t7时刻死区时间原边开关ZVS以及副边开关ZCS过程示意图。其中所示四幅图的横坐标均为t，纵坐标从上到下分别为vds_c1和vgs_c1、Vpn、变压器副边同步整流电流id_s1和id_s2。

图21是依据本发明另一实施例的开关矩阵拓扑示意图。图6所示的本发明的电源***中的开关矩阵502可用图20的拓扑结构替代，当然还可能存在其他类型的拓扑结构，此处仅为示例，并不作为对本发明的限制。开关矩阵可以有不等于三相输入的类似N相开关矩阵，N≥2。如图20所示，对于4相(N＝4)开关矩阵来说，开关的个数为8个，其中每个开关都可由例如但不限于2个MOSFET管组成。开关的个数随着N的增加而增多。

图22-24是依据本发明另一实施例的谐振网络拓扑示意图。图6所示的本发明的电源***中的谐振网络603可用图22-24的拓扑结构替代。图22示出的谐振网络包括第一电感Lr、电容Cr、第二电感Lm、变压器T。p点和n点之间连接有依次串联的第一电感Lr、第二电感Lm和电容Cr；变压器T的原边绕组跨接于第二电感Lm两端。第二电感Lm即励磁电感，可以集成于变压器，也可独立于变压器外。另外，谐振网络中变压器T、第一电感Lr、电容Cr的连接顺序只要串联即可，没有其他特别要求，励磁电感Lm要并联于变压器原边绕组。谐振网络包括LC谐振、串联谐振SRC、并联谐振PRC、LLC谐振、LCC谐振等等，此处仅为示例，本发明并不限于此。

图23示出的谐振网络包括电感Lr、电容Cr、电感L2、电容C2、变压器T。电感L2与电容C2并联，电容C2一端接于点p，电容C2另一端接于电容Cr一端，电容Cr另一端接变压器T原边绕组一端，电感Lr一端接点p，电感Lr另一端接变压器T原边绕组另一端。谐振电感Lr、电容Cr形成一组串联谐振网络，电感L2、电容C2形成一组并联谐振网络，串联谐振网络与并联谐振网络串联在一起使用形成两个谐振频率点。图示的连接顺序仅为示例，只要保证电感L2、电容C2形成的并联谐振网络与电感Lr、电容Cr形成的串联谐振网络串联即可。

图24示出的谐振网络包括电容Cr、变压器T。电容Cr的一端接于点n，电容的另一端接变压器T的原边绕组一端，变压器T的原边绕组另一端接点p。谐振网络输入一端连接于点p，输入另一端连接于点n，谐振网络输出连接至整流器。图示的电容Cr、变压器T连接的位置和顺序仅为示例，与电容Cr形成谐振的励磁电感集成到了变压器中。励磁电感也可独立于变压器外，如图22所示。

谐振网络包括LC谐振、串联谐振SRC、并联谐振PRC、LLC谐振、LCC谐振等等。图22-24所示的谐振网络拓扑结构仅为示例，本发明并不限于此。

图25-26是依据本发明另一实施例的整流器拓扑示意图。图5、6所示的本发明的电源***中的整流器504、604可用图25-26的拓扑结构替代。图25示出的整流器包括二极管Ss1和Ss2和滤波器(一个电容)。Ss1和Ss2接于变压器副边绕组和滤波器上。副边Ss1和Ss2选用二极管。图26示出的整流器包括Ss1和Ss2(同步整流开关)和滤波器(两个电容)。Ss1和Ss2接于变压器副边绕组和滤波器上。副边的Ss1和Ss2可选用例如但不限于MOSFET管。

上文所描述的开关矩阵、谐振网络和整流器的变形结构仅为示例，并不作为对本发明的限制，只要能够达到本发明目的的拓扑结构都包含在本发明的保护范围内。图22-26的谐振网络和整流器的变形结构可用于多相AC电源***，包括但不限于两相、三相等等。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种电源***，其特征在于，包括：

滤波器，连接输入的三相交流电源；

开关矩阵，连接经所述滤波器滤波处理后的三相交流电源输入，所述开关矩阵包括第一至第六双向开关组件，用于对多相交流电源输入进行高频化处理并输出DC电压，实现ZVS，其中第一和第二双向开关组件位于同一桥臂，第三和第四双向开关组件位于同一桥臂，第五和第六双向开关组件位于同一桥臂，每一个双向开关组件由两个MOSFET管组成；

谐振网络，连接所述开关矩阵，用于实现谐振并控制输出电流为正弦电流；

整流器，连接所述谐振网络，用于对谐振网络输出的正弦电流进行整流和滤波，输出直流，实现ZCS；

其中，所述谐振网络包括第一电感、电容和变压器，所述第一电感、所述电容以及所述变压器的原边绕组串联；

第一、第三和第五双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端连接所述第一电感、所述电容以及所述变压器的原边绕组串联整体的第一端；第二、第四和第六双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端连接所述第一电感、所述电容以及所述变压器的原边绕组串联整体的第二端；

所述整流器包括整流开关和滤波电路；所述整流开关一端接所述变压器的副边绕组，另一端接所述滤波电路；

所述滤波电路包括滤波电容，所述滤波电容连接于所述变压器副边绕组的一端与中心抽头之间；或者,所述滤波电路包括跨接在所述变压器副边绕组两端且串联连接的第一滤波电容和第二滤波电容，所述第一滤波电容和所述第二滤波电容的节点连接至所述变压器副边绕组的中心抽头；

所述开关矩阵总的开关周期为t0-t8；在t0-t1为死区时间，此时第一和第二双向开关组件导通；在t1-t2为传能阶段，第一和第四双向开关组件导通；t2-t3为死区时间，第三和第四双向开关组件导通；t3-t4为传能阶段，第二和第三双向开关组件导通；t4-t5为死区时间，第一和第二双向开关组件导通；t5-t6为传能阶段，第一和第六双向开关组件导通；t6-t7为死区时间，第五和第六双向开关组件导通；t7-t8为传能阶段，第二和第五双向开关组件导通；并且t1-t2时间段等于t3-t4时间段，t1-t2时间段大于t5-t6时间段，t5-t6时间段大于t7-t8时间段。

2.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，其中第一、第三和第五双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端交汇于点p；第二、第四和第六双向开关组件一端分别连接所述三相交流电源输入，另一端交汇于点n。

3.根据权利要求2所述的电源***，其特征在于，所述第一电感一端接于点p，所述电容一端接于点n，所述第一电感的另一端和所述电容的另一端接所述变压器的原边绕组。

4.根据权利要求2所述的电源***，其特征在于，所述谐振网络还包括第二电感；

所述电容一端接点n，另一端接所述第二电感一端；

所述第二电感另一端接所述第一电感一端，所述第一电感另一端接点p；

所述变压器的原边绕组跨接于所述第二电感两端。

5.根据权利要求2所述的电源***，其特征在于，所述整流开关包括以下任一种：MOSFET管、二极管、全波整流器、全桥整流器。