CN102097968A - 整流器电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于将交流电压转换成直流电压的、由所提供的旁路电路形成的、具有连接到交流电源的开关段的一种高功率因素整流器电路。当交流电源的电压高于直流输出侧上的平滑电容器两端的电压时，该旁路电路通过使开关段不导通而使从交流电源流向电容器的充电电流绕过开关段。因此，提供即使在开启电源或电中断恢复时有突入电流流动也可安全地操作而不引起任何损坏的整流器电流。

Description

整流器电路

发明背景

1.技术领域

本发明涉及将交流电压转换成直流电压的所谓整流器电路，尤其涉及防止开关器件被交流电源从中断恢复时或者开启电源时在该开关器件中流动的过量突入电流损坏的整流器电路。

2.背景技术

此前，如图19所示的整流器电路是已知的。在整流器电路中，形成上臂的快速恢复二极管D₁和D₂与其各自的形成下臂的MOSFET的开关器件Q₁和Q₂串联连接以形成并联连接的支路(串联电路)。从交流电源1分别通过电感器L₁和L₂向快速恢复二极管D₁和MOSFET Q₁的连接点和快速恢复二极管D₂和MOSFET Q₂的连接点供给交流电压。此外，用于平滑整流直流电压E_d的电容器C与串联电路并联连接，从而向负载侧供给该整流直流电压E_d。

将按顺序说明这样形成的整流器电路的操作。当交流电源1的电压V_in的极性为正(当箭头的头部在正侧且箭头的尾部在负侧时，在下文中同样如此)时，使MOSFET Q₁导通。然后，当电流沿着交流电源1→电感器L₁→MOSFET Q₁→MOSFET Q₂的体二极管(由折线示出)→电感器L₂→交流电源1的路径流动时，该电流增加。

接下来使MOSFET Q₁截止。然后，当沿着电感器L₁→快速恢复二极管D₁→电容器C→开关器件Q₂的体二极管→电感器L₂→交流电源1→电感器L₁的路径电流转移时，在电感器L₁和L₂中流动的电流逐渐减小。此时，向负载侧供给存储于L₁和L₂中的能量。

同样在交流电源1的电压极性为负(当箭头的头部在负侧而箭头的尾部在正侧时，在下文中同样如此)的情况下，通过使MOSFET Q₂导通和截止电路的对称性导致类似操作。在以此方式通过适当的控制信号驱动MOSFET Q₁和Q₂的情况下，当正弦地控制输入电流的波形时，可得到期望的直流电压。在上述整流器电路中执行升压操作，通过该操作正常操作中的直流输出电压变得等于或大于输入交流电压的最大值。

在如上所述地形成的整流器电路中，在交流电源接通时或者从电源中断中恢复时，交流电源1的电压有时变得高于电容器C两端的电压。这时，在交流电源1的电压V_in的极性为正的情况下，例如突入电流沿着交流电源1→电感器L₁→快速恢复二极管D₁→电容器C→开关器件Q₂的体二极管→电感器L₂→交流电源1的路径流动。即，过量电流要在快速恢复二极管D₁和D₂以及开关器件Q₁和Q₂中流动。

在正常操作中，当开关器件Q₁导通时，快速恢复二极管D₁被截止以向快速恢复二极管D₁施加电容器C两端的电压。这使快速恢复二极管D₁变成反向恢复状态。同样，当开关器件Q₂变成导通时，快速恢复二极管D₂变成反向恢复状态。这需要对二极管D₁和D₂使用各自具有短反向恢复时间的快速恢复二极管。快速恢复二极管和开关器件(其包括体二极管)各自具有低正向浪涌电流性能，从而当突入电流流动时这有可能引起可能的损坏。此外，SiC(碳化硅)的肖特基二极管因为其材料也具有极佳的反向恢复特性，从而它可被用作各个快速恢复二极管D₁和D₂的替代。然而类似地，这种肖特基二极管具有低电流阻断性能，这在有突入电流流动时会引起可能的损坏。

由此，为了保护快速恢复二极管和开关器件免受突入电流损坏，已知一种整流器***，在该***中使过电流不会流入这些器件(参见例如JP-A-2004-72846)。如图20所示的整流器***设置有两个支路(串联电路)，其由在支路中形成其相应上臂的缓慢恢复二极管D₁₀和D₁₁，以及在该支路中形成其相应下臂的晶闸管Th₁和Th₂构成。一个串联电路中的具有缓慢恢复二极管D₁₀的上臂和具有晶闸管Th₁的下臂的连接点被连接到交流电源1和电感器L₁的连接点，另一个串联电路中的具有缓慢恢复二极管D₁₁的上臂和具有晶闸管Th₂的下臂的连接点被连接到交流电源1和电感器L₂的连接点。此外，缓慢恢复二极管D₁₀和D₁₁的阴极被连接到直流电源线的正极侧，而晶闸管Th₁和Th₂的阳极被连接到直流电源线的负极侧。

随着整流电路由此形成，上文中所说明的突入电流在各自具有大正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管D₁₀和D₁₁以及晶闸管Th₁和Th₂中流动，而不在快速恢复二极管D₁和D₂以及开关器件Q₁和Q₂中流动。因此，JP-A-2004-72846中所揭示的整流器***可安全地操作而不损坏构成***的器件。具有这种配置的整流器***的控制器的基准电压是每个开关器件Q₁和Q₂的源极电位。与此相比，晶闸管Th₁和Th₂用各自作为基准的阴极电位驱动(例如，参考日本电气工程师协会IEEJ半导体功率转换***调查专门委员会所编的“半导体功率转换电路”第一版，1987年2月，第23页(图2.5.2)。

[专利文献1]JP-A-2004-72846

[非专利文献1]日本电气工程师协会IEEJ半导体功率转换***调查专门委员会所编的“半导体功率转换电路”第一版，1987年2月，第23页(图2.5.2)

如上所述的整流器***的控制器的基准电压是各个开关器件Q₁和Q₂的源极电位。与此相比，晶闸管Th₁和Th₂必须用各自作为基准的阴极电位驱动。因此，如“半导体功率转换电路”(非专利文献)中所示，绝缘用脉冲变压器等器件是驱动电路必需的。这导致上述整流器***中的复杂驱动电路，其引起***变得大尺寸和高成本的新问题。

本发明的目的是提供即使从电源中断或者接通电源中恢复时有突入电流流动也可安全地操作而不引起***的任何损坏的整流器电路，从而解决这些问题。此外，本发明的另一个目的是通过用低电压开关器件和缓慢恢复二极管而不使用高压晶闸管形成突入电流的旁路电路，以及通过进一步使所有自关断功率器件在相同电位下驱动来提供允许实现小型化和成本降低的整流器电路。

发明内容

为了达到上述目的，根据本发明的整流器电路表征为包括：电感器，其具有连接到交流电源的第一端；多个串联电路，在每个串联电路中第一二级管的第一端与第一开关段的第一端彼此相连，电感器用其第二端连接到第一二极管的第一端和开关段的第一端的连接点；第一直流线，多个串联电路的每个串联电路中的第一二极管的第二端与其相连；第二直流线，多个串联电路的每个串联电路中的开关段的第二端与其相连；电容器，其连接在第一直流线和第二直流线之间；第二二极管，其连接在电感器的第一端和第一直流线之间；旁路电路，其形成为在交流电源的电压变成高于电容器两端电压时通过使开关段不导通而使从交流电源流向电容器的充电电流绕过多个串联电路。

上述整流器电路在接通电源时或者从电源中断恢复时，即当交流电源电压变得高于设置在直流侧的平滑电容器两端的电压时，使开关段不导通。然后，从交流电源流入电容器的突入电流(浪涌电流)流过旁路电路。因此，根据本发明的整流器电路可保护开关段中的自关断功率器件和快速恢复二极管免受浪涌电流损坏。

更具体地，开关段通过包括以下器件构成：第一半导体开关器件，第三二极管与其反并联；以及第二半导体开关器件，第四二极管与其反并联，第一和第二半导体开关器件与其各自的导电方向相反地串联连接，具有第五二极管的旁路电路与开关段并联连接，第五二极管具有比第一二极管高的正向浪涌电流性能。例如，对于第二和第五二极管，使用缓慢恢复二极管。

替代地，开关段可形成为包括：与第一半导体开关器件反并联连接的第三二极管，电感器用其第二端与第一二极管的第一端和第一半导体开关器件的第一端的连接点相连接；与第二半导体开关器件反并联连接的第四二极管；以及第五二极管，其连接在第二直流线与串联电路中第一二极管的第一端和第一半导体开关器件的第一端相连的连接点之间。第五二极管制成具有比第一二极管高的正向浪涌电流性能。

在上述整流器电路中，当浪涌电流将要流向电容器时，使具有低正向浪涌电流性能的开关段不导通以使浪涌电流在各自具有高正向浪涌电流性能的第二二极管和第五二极管中流动。

根据本发明的整流器电路可通过使用第三半导体开关器件形成，该第三半导体开关器件具有与其反并联连接的第六二极管，其替代第一二极管。

替代地，根据本发明的整流器电路可形成为提供替代第一二极管的第二串联电路。第二串联电路可形成为包括：具有与其反并联连接的第六二极管的第三半导体开关器件；具有与其反并联连接的第七二极管的第四半导体开关器件，其中第三半导体开关器件和第四半导体开关器件串联连接，以使第六和第七二极管的导通方向彼此相反。

此外，根据本发明的整流器电路形成为包括：桥接电路，其由串联连接的两个第一二极管和串联连接的两个第四二极管的四个二极管形成，第四二极管具有比高的正向浪涌电流性能；至少一个电感器，其***于桥接电路和交流电源之间，以使得该电感器的一端连接到交流电源，而该电感器的另一端连接到桥接电路中串联连接的两个第一二极管的连接点和串联连接的两个第四二极管的连接点中的至少一点；第一和第二直流线，其中流动着从桥接电路输出的直流电流；电容器，其连接在第一和第二直流线之间；具有与其反并联连接的第二二极管的第一半导体开关器件；具有与其反并联连接的第三二极管的第二半导体开关器件；串联电路，其中第一半导体开关器件和第二半导体开关器件串联连接，以使第一和第二开关器件的导通方向变得彼此相反；以及开关段，其中串联电路与各自串联连接的两个第四二极管并联连接以连接在第一和第二直流线之间。

与串联电路并联连接的第四二极管具有比第一二极管高的正向浪涌电流性能，该第一二极管不与串联电路并联连接。因此，当浪涌电流将要流入电容器时，使具有低正向浪涌电流性能的开关段不导通，由此使浪涌电流流入具有高正向浪涌电流性能的第四二极管。

第五二极管可由串联连接的多个二极管形成。

根据本发明的另一整流器电路表征为包括：电感器，该电感器的第一端连接到交流电源；多个串联电路，其中每个串联电路中第一二极管的第一端和开关段的第一端彼此相连，电感器用其第二端连接至第一二极管的第一端和开关段的第一端的连接点；第一直流线，多个串联电路中的每个串联电路的第一二极管的第二端与其相连；第二直流线，多个串联电路中的每个串联电路的开关段的第二端与其相连；电容器，其连接在第一直流线和第二直流线之间；第二二极管，其连接在电感器的第一端和第一直流线之间；旁路电路，其形成为当从交流电源流向开关段的电流的值变得等于或大于特定值时，通过使开关段不导通来使从交流电源流向电容器的充电电流绕过多个串联电路，其中当充电电流的值变得等于或小于特定值时使开关段再一次导通。

此外，在根据本发明的整流器电路中，充电电流由***于在旁路电路中流动的电流路径中的电流检测器检测。

替代地，充电电流可由检测第五二极管的阳极-阴极电压的第一电压检测器来检测。

此外，充电电流可由第二电压检测器检测，该第二电压检测器检测开关段中的第二开关器件的主电路接线端之间的电压。

根据如上所述形成的整流器电路，通过使整流器电路正常操作时的转移电流的量充分减少或者减少到零，可增加二极管的正向电压降。此外，对于缓慢恢复二极管，可采用作为具有小电流容量的器件的诸如表面装配用器件的最小尺寸和低价格的器件，由此可使***比使用具有大电流容量的一个二极管的情况小且价格相对较低。此外，由于缓慢恢复二极管在正常操作中没有损耗，因此不需要提供散热手段。

此外，根据本发明的整流器电路使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过具有低正向浪涌电流性能的开关器件和快速恢复器件。因此，整流器电路能够使开关器件安全地操作而不被损坏。此外，同样在突入电流变小的情况下，根据本发明的整流器电路能够安全和快速地返回到正常操作。

从电源中断恢复时或接通电源时，根据本发明的整流器电路使开关段截止从而使突入电流进入旁路电路。因此，具有低浪涌阻塞性能的半导体开关器件可受到保护。这允许根据本发明的整流器电路免予被浪涌电流损坏以及允许安全地操作。此外，旁路电路可用低击穿电压开关器件和缓慢恢复二极管构成，而不使用高击穿电压晶闸管。此外，根据本发明的整流器电路能够在相同电位下驱动自关断功率器件以允许不隔离地设置驱动电路。

这样，根据本发明的整流器电路实际上可提供能够变成小尺寸和低成本的极佳优势。

附图简述

图1是示出根据本发明的示例1的整流器电路的电路图；

图2是示出作为图1所示示例1的整流器电路的变体的示例的整流器电路的电路图；

图3是示出根据本发明的示例2的整流器电路的电路图；

图4是示出作为图3所示示例2的整流器电路的变体的示例的整流器电路的电路图；

图5是示出根据本发明的示例3的整流器电路的电路图；

图6是示出根据本发明的示例4的整流器电路的电路图；

图7是示出根据本发明的示例5的整流器电路的电路图；

图8是示出作为图7所示示例5的整流器电路的变体的示例的整流器电路的电路图；

图9是示出根据本发明的示例6的整流器电路的电路图；

图10是示出作为图9所示示例6的整流器电路的变体的示例的整流器电路的电路图；

图11是示出根据本发明的示例7的整流器电路的电路图；

图12是示出根据本发明的示例8的整流器电路的电路图；

图13是示出根据本发明的示例9的整流器电路的电路图；

图14是用于说明根据本发明的示例9的整流器电路的操作的示意图。

图15是示出根据本发明的示例10的整流器电路的电路图；

图16是示出典型二极管的正向电压对正向电流特性的示意图。

图17是示出根据本发明的示例11的整流器电路的电路图；

图18是示出根据本发明的另一实施例的整流器电路的电路图；

图19是示出相关整流器电路的电路图；以及

图20是示出不同于图19所示电路的另一相关整流器电路的电路图。

具体实施方式

在下文中，本发明实施例的说明将根据一些示例参考附图来进行。本文中说明的示例是用于说明本发明的实施例，且本发明不限于这些实施例。

示例1

图1是示出根据本发明的示例1的整流器电路的电路图。在图1中，与图19使用的附图标记或者标志相同的附图标记或者标志所表示的组件是具有与图19所示已知整流器电路相同的基本配置的相同组件。在图1中，附图标记1表示交流电源。交流电源1的一端通过电感器L₁连接到一个串联电路10，且交流电源1的另一端通过电感器L₂连接到串联电路10的另一端。每个串联电路10形成将交流电压转换成直流电压的整流器电路。从串联电路10输出的具有正极性的直流电压被提供给第一直流线20，而具有负极性的直流电压被提供给第二直流线30。在第一直流线20和第二直流线30之间连接平滑电容器C。在电容器C两端得到的直流电压E_d被提供到负载R_L。此外，在交流电源1的一端和电感器L₁的一端(第一端)所连接的连接点m与第一直流线20之间连接缓慢恢复二极管D₁₀。在交流电源1的一端和电感器L₂的一端(第一端)所连接的连接点n和第一直流线20之间连接缓慢恢复二极管D₁₁。

概述地，根据本发明的如上所述形成的整流器电路的特征点在于串联电路10的配置。在一个串联电路10中，设置有与其反并联连接的第三二极管(由虚线示出)的第一半导体开关器件Q₁和设置有与其反并联连接的第四二极管(由虚线示出)的第二半导体开关器件Q₁₁通过使其各自的导通方向彼此相反而串联连接以形成一个开关段11。此外，在其它串联电路10中，设置有与其反并联连接的第三二极管(由虚线示出)的第一半导体开关器件Q₂和设置有与其反并联连接的第四二极管(由虚线示出)的第二半导体开关器件Q₁₂通过使其相应的导通方向彼此相反而串联连接以形成一个开关段11。在开关段11两端(第一端是第一半导体开关器件(Q₁、Q₂)的漏极，第二端是第二半导体开关器件(Q₁₁、Q₁₂)的漏极)并联连接第五二极管(D₁₂、D₁₃)。在第一开关段11的第一端和直流线20之间连接作为快速恢复二极管的第一二极管(D₁、D₂)以形成串联电路10。

第五二极管(D₁₂、D₁₃)是具有比第一二极管(D₁、D₂)高的正向浪涌电流性能的二极管。具体地，使用缓慢恢复二极管。

此外，电感器L₁和L₂的另一端(第二端)分别连接到相应串联电路10中的第一二极管(D₁和D₂的阳极)与其相应开关段11相连的连接点。

将参照由此形成的根据本发明的整流器电路的操作进行说明。

在正常操作中，MOSFET Q₁₁和Q₁₂由未示出的栅控制器控制成常通。但是MOSFET Q₁₁和Q₁₂在由栅控制器进行的快速恢复下切换。由此，从交流电源1输入的输入电流和从串联电路10输出的输出电压得以控制。在此，例如假设由栅控制器使MOSFET Q₁在交流电源1的电压V_in的极性为正的时段内导通。然后沿着交流电源1→电感器L₁→MOSFET Q₁→MOSFET Q₁₁→MOSFET Q₁₂→MOSFET Q₂的体二极管(由虚线示出)→电感器L₂→交流电源1的路径中流动的电流增大。此时，能量存储于各个电感器L₁和L₂中。

接下来，在栅控制器使MOSFET Q₁截止的情况下，沿着电感器L₁→快速恢复二极管D₁→电容器C→MOSFET Q₁₂→MOSFET Q₂的体二极管→电感器L₂→交流电源1→电感器L₁的路径流动的电流减小。此时，存储于各个电感器L₁和L₂中的能量被供给到负载侧。

同样在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，通过使MOSFET Q₂导通和截止，电路的对称性导致类似操作。即，像图19所示的已知整流器电路一样，图1的整流器电路可用栅控制器适当地控制MOSFET Q₁和Q₂来控制输入电流和输出电压。

顺便提及的是，在接通电源或者从电源中断恢复时，电容器C的电压有时变得低于交流电源1的电压V_in。例如，当在交流电源1的电压V_in的极性为正的情况下交流电源1的电压V_in高于电容器C的电压时，栅控制器截止MOSFET Q₁₁和Q₁₂。然后，突入电流在交流电源1→缓慢恢复二极管D₁₀→电容器C→缓慢恢复二极管D₁₃→电感器L₂→交流电源1的路径中流动。因此，各自具有低正向浪涌电流性能的快速恢复二极管D₁和MOSFET Q₂中没有突入电流流动。即，根据本发明的整流器电路可通过使用缓慢恢复二极管D₁₀和D₁₃使突入电流绕过快速恢复二极管D₁和MOSFET Q₂。

类似地，同样在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，突入电流也在缓慢恢复二极管D₁₁和D₁₂中流动，且没有过量电流在快速恢复二极管D₂和MOSFET Q₁中流动。

以这种方式，根据本发明的整流器电路使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过快速恢复二极管D₁和D₂以及MOSFETs Q₁和Q₂，从而使整流器电路能安全地操作而不损坏开关器件。此外，向MOSFET Q₁₁和Q₁₂施加的最大电压分别是缓慢恢复二极管D₁₂和D₁₃的正向电压，这些电压非常低。这允许具有低击穿电压的开关器件可被应用到每个MOSFET Q₁₁和Q₁₂。具有低击穿电压的MOSFET具有低导通电阻，从而每个MOSFET Q₁₁和Q₁₂的导通损耗变得非常小。因此，根据本发明小且便宜的器件可用于每个MOSFET Q₁₁和Q₁₂，由此整流器电路的消耗亦可减少。

图2是示出作为图1所示示例1的整流器电路的变体的示例的整流器电路的电路图。在该整流器电路中，使开关器件的极性与示例1相反。即，交流电源1的两端分别通过电感器L₁和L₂连接到串联电路10。从每个串联电路10输出的具有正极性的直流电压被供给到第一直流线20，而具有负极性的直流电压通过每个快速恢复二极管D₁和D₂被供给到第二直流线30。

此外，在交流电源1的一端和电感器L₁的一端(第一端)相连的连接点m与第二直流线30之间连接缓慢恢复二极管D₁₀。在交流电源1的一端和电感器L₂的一端(第一端)相连的连接点n和第二直流线30之间连接缓慢恢复二极管D₁₁。此外，第五二极管(D₁₂、D₁₃)是具有比第一二极管(D₁、D₂)高的正向浪涌电流性能的二极管。具体地，使用缓慢恢复二极管。

即使在这样形成的示例1的变体中也可得到类似于示例1的优势是不言而喻的。

示例2

图3是示出根据本发明的示例2的整流器电路的电路图。与示例1的不同之处在于开关段11的配置。在示例2中的开关段11中，各自具有与其反并联连接的第三二极管的第一半导体开关器件Q₁和Q₂的第二端(源极)连接在一起。具有与其反并联连接的第四二极管(用虚线示出)的MOSFET(Q₂₁；第二半导体开关器件)的源极也连接到该连接点。

在正常操作中，未示出的栅控制器使MOSFET Q₂₁常通，由此使MOSFET Q₁和Q₂在快速恢复下切换。输入电流和输出电压可通过栅控制器适当地驱动MOSFET Q₁和Q₂来控制。具体地，在交流电源1的电压极性为正的时段内通过栅控制器使MOSFET Q₁导通的情况下，沿着交流电源1→电感器L₁→MOSFET Q₁→MOSFET Q₂的体二极管→电感器L₂→交流电源1的路径流动的电流增大，由此能量存储在各个电感器L₁和L₂中。

接下来，在栅控制器使MOSFET Q₁截止的情况下，沿着电感器L₁→快速恢复二极管D₁→电容器C→开关器件Q₂₁→开关器件Q₂的体二极管→电感器L₂→交流电源1→电感器L₁的路径流动的电流减小。此时，存储于每个电感器L₁和L₂中的能量被供给到负载侧。

同样在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，通过使MOSFET Q₂导通和截止，电路的对称性也导致类似操作。以这种方式，与同图19所示的相关整流器电路等同地，根据本发明的整流器电路可用栅控制器适当地控制MOSFET Q₁和Q₂来控制输入电流和输出电压。

此外，根据本发明的整流器，在接通电源或者从电源中断恢复时，可通过使用缓慢恢复二极管D₁₀至D₁₃使给电容器C充电的突入电流绕过快速恢复二极管D₁和D₂以及MOSFET Q₁和Q₂。例如，在交流电源1的电压V_in的极性为正的时段内，当交流电源1的电压V_in变得高于电容器C的电压时，栅控制器截止MOSFET Q₂₁。然后，突入电流在交流电源1→缓慢恢复二极管D₁₀→电容器C→缓慢恢复二极D₁₃→电感器L₂→交流电源1的路径中流动。因此，各自具有低正向浪涌电流性能的快速恢复二极管D₁和MOSFET Q₂中没有突入电流流动。类似地，在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，突入电流也在缓慢恢复二极管D₁₁和D₁₂中流动，且没有过量电流在快速恢复二极管D₂和MOSFET Q₁中流动。

以这种方式，根据本发明的整流器电路使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过快速恢复二极管D₁和D₂以及MOSFETs Q₁和Q₂，从而使整流器电路能安全地操作而不损坏开关器件和快速恢复二极管。此外，向MOSFET Q₂₁施加的电压的最大值是缓慢恢复二极管D₁₂和D₁₃的正向电压，这些电压非常低。这允许具有低击穿电压的开关器件可被应用到MOSFET Q₂₁。

在示例2中，示例1中的MOSFET Q₁₁和Q₁₂的角色可由MOSFET Q₂₁来担当，由此可减少部件的数量。此外，与在正常操作中MOSFET Q₁₁和Q₁₂的两个或者一个具有在其中流动的电流的示例1相比，在示例2中，在使MOSFET Q₁或者Q₂中的一个导通的时段内(电流增大时段)内MOSFET Q₂₁中没有电流流动。因此，可进一步减少消耗变得可能。

此外，在示例2中，三个MOSFET Q₁₁、Q₁₂和Q₂₁的源极处于相同电位。这允许三个MOSFET Q₁₁、Q₁₂和Q₂₁由与MOSFET处于公共电位的栅驱动电路来驱动。以这种方式，不同于相关整流器电路的根据示例2的整流器电路中，所有开关器件可被直接驱动而不绝缘，这允许以较小成本缩小栅驱动电路尺寸。

图4是示出作为图3所示示例2的整流器电路的变体的示例的整流器电路的电路图。在图4所示电路中，器件的极性与图3所示示例2的极性相反。即，交流电源1的一端通过电感器L₁连接到MOSFET Q₁和快速恢复二极管D₁的连接点，而交流电源1的另一端通过电感器L₂连接到MOSFET Q₂和快速恢复二极管D₂的连接点。MOSFET Q₁和Q₂的漏极连接到MOSFET Q₂₁的漏极。MOSFET Q₂₁的源极连接到第一直流线20。MOSFET Q₂₁的源极与MOSFET Q₁和快速恢复二极管D₁的连接点之间连接缓慢恢复二极管D₁₂，而MOSFET Q₂₁的源极与MOSFET Q₂和快速恢复二极管D₂的连接点之间连接缓慢恢复二极管D₁₃。

此外，在交流电源1的一端和电感器L₁的一端(第一端)相连的连接点m与第二直流线30之间连接缓慢恢复二极管D₁₀。在交流电源1的一端和电感器L₂的一端(第一端)相连的连接点n和第二直流线30之间连接缓慢恢复二极管D₁₁。此外，对第五二极管D₁₂和D₁₃分别使用具有比第一二极管D₁和D₂高的正向浪涌电流的缓慢恢复二极管。

即使在这样形成的示例2的变体中也可得到类似于示例2的优势是不言而喻的。

示例3

图5是示出根据本发明的示例3的整流器电路的电路图。图5所示示例3和图1所示示例1的不同之处在于示例1的快速恢复二极管D₁和D₂分别被MOSFET Q₃和Q₄(第三半导体开关)替代，每个MOSFET Q₃和Q₄具有与其反并联连接的二极管(第六二极管)。

将关于这样形成的根据本发明的示例3的整流器电路的操作进行说明。

在正常操作中，MOSFET Q₁₁和Q₁₂由未示出的栅控制器控制成常通。但是MOSFET Q₁₁和Q₁₂在通过栅控制器进行的快速恢复下切换。由此从交流电源1输入的输入电流和从整流器电路输出的输出电压得以控制。在本文中，例如假设通过栅控制器使MOSFET Q₁在交流电源1的电压V_in的极性为正的时段内导通，然后沿着交流电源1→电感器L₁→MOSFETQ₁→MOSFET Q₁₁→MOSFET Q₁₂→MOSFET Q₂的体二极管(由虚线示出)→电感器L₂→交流电源的路径中流动的电流增大。此时，能量存储在每个电感器L₁和L₂中。

接下来，在由栅控制器使MOSFET Q₁截止且使MOSFET Q₃导通的情况下，沿着电感器L₁→MOSFET Q₃的体二极管→电容器C→MOSFET Q₁₂→MOSFET Q₂的体二极管→电感器L₂→交流电源1→电感器L₁的路径流动的电流减小。此时，存储于每个电感器L₁和L₂中的能量被供给到负载侧。

在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，通过使MOSFET Q₂和Q₃导通和截止，电路的对称性亦导致类似操作。以这种方式，像图19所示的相关整流器电路一样，图5所示整流器电路可用栅控制器适当地控制MOSFET Q₁和Q₄来控制输入电流和输出电压。

此外，在使MOSFET Q₃和Q₄执行开关操作的情况下，存储于负载R_L中的能量可被转移到交流电源1以再生。因此，诸如电机的器件经由逆变器作为负载连接时，可使负载中生成的能量再生以便于能够使功耗减小。

此外，在接通电源或者从电源中断恢复时，在例如交流电源1的电压V_in变得高于电容器C的电压且交流电源1的电压V_in的极性为正的情况下，栅控制器截止MOSFET Q₃、Q₄、Q₁₁和Q₁₂。然后，突入电流在交流电源1→缓慢恢复二极管D₁₀→电容器C→缓慢恢复二极D₁₃→电感器L₂→交流电源1的路径中流动。因此，各自具有低正向浪涌电流性能的MOSFET Q₂和Q₃中没有突入电流流动。即，根据本发明的整流器电路可通过使用缓慢恢复二极管D₁₀和D₁₃来使突入电流绕过MOSFET Q₂和Q₃。

类似地，当在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内有突入电流流动时，栅控制器截止MOSFET Q₃、Q₄、Q₁₁和Q₁₂。然后，如上文中所说明的那样，突入电流在缓慢恢复二极管D₁₁和D₁₂中流动，且每个MOSFET Q₁和Q₄中没有过量电流流动。

以这种方式，根据本发明的整流器电路使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过MOSFET Q₁至Q₄，从而使整流器电路安全地操作而不损坏开关器件和快速恢复二极管。

示例4

图6是示出根据本发明的示例4的整流器电路的电路图。图6所示示例4和图3所示示例2的不同之处在于示例2的快速恢复二极管D₁和D₂分别被MOSFET Q₃和Q₄(第三半导体开关)替代，每个MOSFET Q₃和Q₄具有与其反并联连接的二极管(第六二极管)。

根据示例4的这样形成的整流器电路中，虽然省略了其说明，通过执行与上述示例2和3所执行相似的控制，也使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过MOSFET Q₁至Q₄，从而使整流器电路安全地操作而不损坏开关器件。

在示例4中，使三个MOSFET Q₁、Q₂和Q₂₁的源极等电位。这允许三个MOSFET Q₁、Q₂和Q₂₁由与三个MOSFET处于公共电位的栅驱动电路驱动，由此可以以较低成本缩小栅驱动电路的尺寸。

示例5

图7是示出根据本发明的示例5的整流器电路的电路图。图7所示示例5和上述示例1的不同之处在于，示例1中的第一二极管D₁和D₂(快速恢复二极管)通过设置第二串联电路40而被替代。第二串联电路40设置有具有与其反并联连接的二极管(第六二极管)的MOSFET(Q₃、Q₄；第三半导体开关器件)和具有与其反并联连接的二极管(第七二极管)的MOSFET(Q₁₃、Q₁₄；第四半导体开关器件)，且第三半导体开关器件和第四半导体开关器件串联连接以使得第六和第七二极管的导通方向变得彼此相反。

根据示例5的这样形成的整流器电路中，未示出的栅控制器执行类似于上述示例1和3的控制，以使得MOSFET Q₁₁至Q₁₄正常导通而在突入电流在电流器C中流动时使MOSFET Q₁₁至Q₁₄截止，由此可得到那些类似于示例1和3的优势。

示例5亦可由图8所示的变体来实现。示例5的变体被设置为其中在从交流电源1到第一和第二串联电路的一个连接点的分段中的一个电感器L₂被移除的整流器电路。同样在变体示例中，也使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过MOSFET Q₁至Q₄，从而使得整流器电路能够安全地操作而不损坏开关器件。

示例6

图9是示出根据本发明的示例6的整流器电路的电路图。图9所示示例6和上述示例2的不同之处在于，示例2中的快速恢复二极管D₁和D₂(第一二极管)通过设置第二串联电路40而被替代。关于第二串联电路40，该第二串联电路类似于上述示例5所说明的第二串联电路。因此省略其说明。

虽然省略了说明，但根据示例6的这样形成的整流器电路中通过执行类似于上述示例2、4和5的控制，亦可得到在那些示例中相似的优势。

示例6亦可由图10所示的变体来实现。示例6的变体是移除设置在从交流电源1到第二串联电路的分段中的一个电感器L₂的整流器电路。在该变体示例中，也使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动而绕过MOSFET Q₁至Q₄，从而使得整流器电路能够安全地操作而不损坏开关器件。

此外，如图9和图10所示，在示例6中，使三个MOSFET Q₁、Q₂和Q₂₁的源极等电位。这允许三个MOSFET Q₁、Q₂和Q₂₁由与这些MOSFET处于公共电位的栅驱动电路驱动，由此可以以较低成本缩小栅驱动电路的尺寸。

示例7

图11是示出根据本发明的示例7的整流器电路的电路图。该电路设置有由四个二极管形成的桥接电路。该桥接电路包括两个缓慢恢复二极管D₁和D₂的串联电路与两个缓慢恢复二极管D₁₂和D₁₃的串联电路。在桥接电路的一个串联电路的缓慢恢复二极管D₁₂和D₁₃的连接点与交流电源1的一端之间，***电感器L₁。而在桥接电路的另一个串联电路的缓慢恢复二极管D₁和D₂的连接点与交流电源1的另一端之间，***电感器L₂。此外，在从桥接电路输出的电流所流动的第一直流线20和第二直流线30之间，连接平滑电容器C。在电容器C两端得到的直流电压E_d被供给到负载侧。

整流器电路还设置有两个串联电路。在这些串联电路的一个串联电路中，具有与其反并联连接的二极管的第一半导体开关器件MOSFET Q₁和具有与其反并联连接的二极管的第二半导体开关器件MOSFET Q₁₁串联连接。在这些串联电路的另一个串联电路中，具有与其反并联连接的二极管的第一半导体开关器件MOSFET Q₂和具有与其反并联连接的二极管的第二半导体开关器件MOSFET Q₁₂串联连接。前面说明的缓慢恢复二极管D₁₂和D₁₃分别并联连接至两个串联电路。两个串联电路进一步串联连接，并且其连接点连接至一端连接到交流电源1的电感器L₁的另一端。

将关于这样形成的根据本发明的示例7的整流器电路的操作进行说明。

在正常操作中，MOSFET Q₁₁和Q₁₂由未示出的栅控制器控制成常通。但是MOSFET Q₁和Q₂在栅控制器进行的快速恢复下切换。由此，从交流电源1输入的输入电流和从整流器电路输出的输出电压得以控制。

在本文中，例如假设由栅控制器使MOSFET Q₁在交流电源1的电压V_in的极性为正的时段内导通。然后，沿着交流电源1→电感器L₁→MOSFET Q₁→MOSFET Q₁₁→缓慢恢复二极管D₁→电感器L₂→交流电源1的路径流动的电流增大。此时，能量存储在每个电感器L₁和L₂中。

接下来，在由栅控制器使MOSFET Q₁截止且使MOSFET Q₃导通的情况下，沿着电感器L₁→MOSFET Q₁₂→MOSFET Q₂→电容器C→缓慢恢复二极管D₁→电感器L₂→交流电源1→电感器L₁的路径流动的电流减小。此时，存储于每个电感器L₁和L₂中的能量被供给到负载侧。

在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，通过使MOSFET Q₁和Q₂导通和截止，电路的对称性亦导致类似操作。即，像图19所示的相关整流器电路一样，图11的整流器电路可用栅控制器适当地控制MOSFET Q₁和Q₄来控制输入电流和输出电压。

此外，在接通电源或者从电源中断恢复时，在例如交流电源1的电压V_in变得高于电容器C的电压且交流电源1的电压V_in的极性为正的情况下，栅控制器截止MOSFET Q₁₁和Q₁₂。然后，突入电流在交流电源1→电感器L₁→缓慢恢复二极管D₁₃→电容器C→缓慢恢复二极D₁→电感器L₂→交流电源1的路径中流动。因此，具有低正向浪涌电流性能的MOSFET Q₂中没有突入电流流动。即，根据本发明的整流器电路可通过使用缓慢恢复二极管D₁和D₁₃来使突入电流绕过MOSFET Q₂。

类似地，在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，突入电流也在缓慢恢复二极管D₂和D₁₂中流动，且没有过量电流在MOSFET Q₁中流动。

示例8

图12是示出根据本发明的示例8的整流器电路的电路图。示例8和上述示例1的不同之处在于第五二极管各自由串联连接的两个二极管(D₁₂和D_12a、D₁₃和D_13a)代替一个第五二极管(D₁₂、D₁₃)形成。

这样形成的根据示例8的整流器电路还如同关于示例1的说明那样操作。

在本文中，在每个形成第五二极管(D₁₂和D_12a、D₁₃和D_13a)的二极管中，一般引起正向方向中的低电压降。因此，从MOSFET Q₁₁流动到MOSFET Q₁₂的部分电流或者从电容器C流动到MOSFET Q₁₂的部分电流转移到第五二极管(D₁₃和D_13a)，或者从MOSFET Q₁₂流动到MOSFET Q₁₁动的部分电流或者从电容器C流动到MOSFET Q₁₁的部分电流转移到第五二极管(D₁₂和D_12a)。在如图12所示的示例8中，两个缓慢恢复二极管串联连接以增加串联连接的二极管的正向电压降，由此在整流器电路的正常操作中所转移电流的量可充分地减小或者可减小到零。

此外，对缓慢恢复二极管可采用具有小电流容量(例如最小尺寸和低价格的诸如表面装配用器件)的器件，由此可使***比使用具有大电流性能的一个二极管的情况小且价格较低。此外，由于缓慢恢复二极管在正常操作中没有损耗，因此不需要设置散热手段。

因此，在根据示例8的整流器电路中，第五二极管的容量可制成比示例1的第五二极管小，从而使电源电路能够减小尺寸和降低成本。

另外，缓慢恢复二极管的数量不限于两个，而是可串联连接三个或者更多二极管。

此外，具有多个串联连接的缓慢恢复二极管的配置在示例2至7的每个电路中也有类似优势(因为优势类似，所以将省略其说明)。

示例9

图13是示出根据本发明的示例9的整流器电路的电路图。示例9和上述示例1的不同之处在于，相对接通电源或者从电源中断中恢复时产生的突入电流，使流入串联电路10的电流受限制。

关于根据本发明的示例9的整流器电路的操作，将使用图14进行说明。如上所述，为了使缓慢恢复二极管D₁和D₂以及MOSFET Q₁和Q₂中没有突入电流流动，不仅要截止MOSFET Q₁₁和Q₁₂，而且可使MOSFET Q₁和Q₂截止。

然而，在突入电流流动时使MOSFET Q₁和MOSFET Q₂截止的情况下，已经在在缓慢恢复二极管D₁₀或D₁₁中流动着的电流转向MOSFET Q₁或者MOSFET Q₂。例如，假设在交流电源1的电压V_in的极性为正且MOSFET Q₁₁和MOSFET Q₁₂被截止的时段内，使MOSFET Q₁导通。然后，沿着交流电源1→电感器L₁→MOSFET Q₁→MOSFET Q₁₁的体二极管(由虚线示出)→缓慢恢复二极管D₁₃→电感器L₂→交流电源1的路径流动的电流进一步增大。

在流入串联电路10的电流超过特定值的情况下，栅控制器也截止MOSFET Q₁和Q₂，并且为了防止具有低正向浪涌电流性能的开关器件(包括体二极管)和快速恢复二极管免受突入电流损坏，栅控制器控制器件的栅极以使器件截止。然后，突入电流沿着交流电源1→缓慢恢复二极管D₁₀→电容器C→电感器L₂→交流电源1的路径中流动(在如上所述的输入电压的极性为正的情况下)。

具有这样形成和控制的整流器电路，具有低正向浪涌电流性能的快速恢复二极管D₁和MOSFET Q₂中没有具有特定值或者更大值的电流流动。类似地，在交流电源1的电压V_in的极性为负的时段内，突入电流也在缓慢恢复二极管D₁₁和D₁₂中流动，且快速恢复二极管D₂和MOSFET Q₁中没有具有特定值或者更大值的电流流动。

但是，当电容器C的充电由交流电源1完成且突入电流变小时，电路快速返回到正常操作中。具体地，当突入电流值为特定值或者更小时，栅控制器再次导通MOSFET Q₁₁和Q₁₂以适当地驱动MOSFET Q₁₁和Q₁₂，从而控制输入电流和输出电压。

突入电流的确定通过检测在上述旁路电路中流动的电流来实现。具体地，在每个MOSFET Q₁和Q₂的漏极和源极之间(主电路中端之间)流动的电流可由如未示出的要用于控制输入电流的电流检测器(电流变压器；CT)的器件来检测。在这种情况下，交流电源1的检测电流I_in的普通配置要求具有大磁芯的电流互感器(ACCT)，其用于在交流电源1的频率(诸如50Hz或60Hz的正常频率)下不引起磁饱和。与此相比，在检测每个MOSFET Q₁和Q₂的漏极和源极之间流动的电流的配置中，MOSFET Q₁和Q₂的开关操作用在漏极和源极之间的数十KHz到100KHz的频率范围内流动的电流实现，从而即使用较小磁芯也不引起磁饱和。因此，在示例9中可用较少的部件成本来缩小ACCT的尺寸。

顺便提及的是，电流检测要求MOSFET Q₁和Q₂导通。因此，如上所述，当突入电流流动时导通MOSFET Q₁和Q₂导致突入电流从旁路电路转向MOSFET Q₁和Q₂。因此，为了在限制串联电流10中流动的电流的同时使整流器电路返回到正常操作，必须检测旁路电路中流动的电流以及确定所检测的电流值是否等于或者小于特定值。由此，使电流I_b、I_b12或I_b13(图13所示)通过诸如电流互感器器(ATTC)的器件检测，且当所检测的电流值变得等于或者小于某一值时，使整流器电路返回以执行正常操作。因为只有像突入电流的持续时间短的电流在旁路电路中流动，可用具有小尺寸和低成本的ACCT来检测突入电流。为了在正常操作中实现输入电流的控制，使用在每个MOSFET Q₁和Q₂的漏极和源极之间流动的电流。

以这种方式，根据本发明的整流器电路使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过具有低正向浪涌电流的开关器件和快速恢复器件，由此开关器件可安全地操作而不被损坏。此外，在突入电流变小的情况下，根据本发明的整流器电路能够安全和快速地返回到正常操作。

上述配置不限于图1所述的电路，但是亦可在示例2至7的所示电路中得到类似优势(因为优势相同，将省略其说明)。

图15是示出根据本发明的示例10的整流器电路的电路图。示例10和上述示例9的不同之处在于，设置了由第五二极管D₁₂和D₁₃的阳极—阴极电压V_d12和V_d13来分别确定流向旁路电路的突入电流I_b的第一电压检测器(未示出)。

一般而言，二极管的正向电压具有随着图16所示的正向电流量的增加而增大的特性。因此，根据正向电压可估计电流值。然而，二极管的正向电压值具有温度相关性以及依赖于个别部件的变化，这使得根据正向电压值估计导通电流值变得困难。

然而，确定是否有像突入电流的过量电流在接通电源时流动并不要求高电流检测精确度。示例10通过着眼于这一点制成，以使得用低成本缩小整流器电路的尺寸而不设置如示例9所说明的具有电流检测作用的ACCT等附加部件来防止开关器件免受损坏变得可能。

上述配置不限于示例10所述的电路，但是亦可在示例图2至图6的所示电路中得到类似优势(因为优势相同，将省略其说明)。

示例11

图17是示出根据本发明的示例11的整流器电路的电路图。示例11和上述示例9的不同之处在于，设置了由MOSFET Q₁₁和Q₁₂的漏极—源极电压V_ds11和V_ds12来分别确定流向旁路电路的突入电流I_b的第二电压检测器(未示出)。

如上所述，当MOSFET Q₁₁和Q₁₂截止时，漏极—源极电压V_ds11和V_ds12分别等于第五二极管D₁₂和D₁₃中的正向电压降的电压。因此，根据示例11，像示例10中一样，可根据第五二极管D₁₂和D₁₃的正向电压值估计在旁路电路中流动的电流值。相应地，根据示例11，像示例10中一样，允许整流器电路小型化以及低成本化。

本发明不限于作为示例11的图17所示的电路，但是可修改成具有如图18所示另一实施例的配置，其中当MOSFET Q₂₁被截止时，漏极—源极电压V_ds21用于估计电流值。即，这是因为此时的漏极—源极电压V_ds21等于第五二极管D₁₂的正向电压降V_d12，或者等于第五二极管D₁₃的正向电压降V_d13(当输入电压的极性为正时是V_d12，而当输入电压的极性为负时是V_d13)。因此，如上所述，根据二极管的正向电压可估计电流值。

以这种方式，根据本发明的整流器电路使突入电流在具有高正向浪涌电流性能的缓慢恢复二极管中流动以绕过具有低正向浪涌电流的开关器件和快速恢复器件。因此，整流器电路提供极大实际优势，诸如使开关器件安全地操作而不损坏等优势。

虽然已参考本发明的优选实施例具体示出和描述了本发明，但本领域普通技术人员会理解在形式和细节上可作出上述和其它改变而不背离本发明的精神和范围。

Claims (21)

1.一种整流器电路，包括：

电感器，所述电感器的第一端连接到交流电源；

多个串联电路，其中的每个串联电路中的第一二极管的第一端和开关段的第一端彼此相连，

将所述电感器的第二端连接至所述第一二极管的第一端和所述开关段的第一端的连接点；

第一直流线，多个所述串联电路中的每个串联电路中的所述第一二极管的第二端与其相连；

第二直流线，多个所述串联电路中的每个串联电路中的所述开关段的第二端与其相连；

电容器，其连接在所述第一直流线和所述第二直流线之间；

第二二极管，其连接在所述电感器的第一端和所述第一直流线之间；以及

旁路电路，其形成为在所述交流电源的所述电压变得高于所述电容器两端的电压时，通过使所述开关段不导通来使从所述交流电源流向所述电容器的充电电流绕过多个所述串联电路。

2.如权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述开关段包括：

第一半导体开关器件，第三二极管与其反并联连接；以及

第二半导体开关器件，第四二极管与其反并联连接，

所述第一和第二半导体开关器件串联连接，且使其各自的导通方向相反，

旁路电路，其具有并联连接至所述开关段的第五二极管，以及

第五二极管，其具有比第一二极管高的正向电涌电流性能。

3.如权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述开关段包括：

第三二极管，其反并联连接至第一半导体开关器件，

所述电感器的第二端连接至所述第一二极管的第一端和所述第一半导体开关器件的第一端的连接点；

第四二极管，其反并联连接至所述第二半导体开关器件；以及

第五二极管，其连接在所述第二直流线与所述串联电路中所述第一二极管的第一端和所述第一半导体开关器件的第一端相连的连接点之间，

所述第五二极管具有比所述第一二极管高的正向电涌电流性能。

4.如权利要求2或3所述的整流器电路，其特征在于，所述第一二极管由具有与其反并联连接的第六二极管的第三半导体开关器件替代。

5.如权利要求2或3所述的整流器电路，其特征在于，所述第一二极管由第二串联电路替代，

所述第二串联电路包括：

第三半导体开关器件，第六二极管与其反并联连接；以及

第四半导体开关器件，第七二极管与其反并联连接，

所述第三半导体开关器件和所述第四半导体开关器件串联连接，使得所述第六和第七二极管的所述导通方向变得相反。

6.一种整流器电路，包括：

桥接电路，其由串联连接的两个第一二极管和串联连接的两个第四二极管的这四个二极管形成，所述第四二极管具有比所述第一二极管高的正向电泳电流性能；

至少一个电感器，其***所述桥接电路和交流电源之间以使所述电感器的一端连接至所述交流电源，且所述电感器的另一端连接至所述桥接电路中的所述串联连接的两个第一二极管的连接点和所述串联连接的两个第四二极管的连接点中的至少之一；

第一和第二直流线，其中流动着从所述桥接电路输出的直流电流；

电容器，其连接在所述第一和第二直流线之间；

第一半导体开关器件，其具有与其反并联连接的第二二极管；

第二半导体开关器件，其具有与其反并联连接的第三二极管；

串联电路，其中所述第一半导体开关器件和所述第二半导体开关器件串联连接以使所述第一和第二开关器件的所述导通方向变得相反；以及

开关段，其中所述串联电路并联连接至要连接在所述第一和第二直流线之间的串联连接的两个第四二极管的每一个。

7.如权利要求2或3所述的整流器电路，其特征在于，所述第五二极管由多个串联连接的二极管形成。

8.如权利要求4或5所述的整流器电路，其特征在于，所述第五二极管由多个串联连接的二极管形成。

9.一种整流器电路，包括：

电感器，其第一端连接到交流电源；

多个串联电路，其中每个串联电路中的第一二极管的第一端和开关段的第一端彼此相连，

所述电感器的第二端连接至所述第一二极管的第一端和所述开关段的第一端的连接点；

第一直流线，多个所述串联电路中的每个串联电路的所述第一二极管的第二端与其相连；

第二直流线，多个所述串联电路中的每个串联电路的所述开关段的第二端与其相连；

电容器，其连接在所述第一直流线和所述第二直流线之间；

第二二极管，其连接在所述电感器的所述第一端和所述第一直流线之间；以及

旁路电路，其形成为当从所述交流电源流向所述开关段的电流的值变得等于或大于特定值时，通过使所述开关段不导通而使从所述交流电源流向所述电容器的充电电流绕过多个所述串联电路，

当所述充电电流的值等于或小于所述指定值时，所述开关段再次导通。

10.如权利要求9所述的整流器电路，其特征在于，所述开关段包括：

第一半导体开关器件，第三二极管与其反并联连接；以及

第二半导体开关器件，第四二极管与其反并联连接，

所述第一和第二半导体开关器件串联连接，且使其各自的导通方向相反，

所述旁路电路具有并联连接至所述开关段的第五二极管，以及

所述第五二极管具有比所述第一二极管高的正向电涌电流性能。

11.如权利要求9所述的整流器电路，其特征在于，所述开关段包括：

第三二极管，其反并联连接至第一半导体开关器件，

将所述电感器的第二端连接至所述第一二极管的第一端和所述第一半导体开关器件的第一端的连接点；

第四二极管，其反并联连接至所述第二半导体开关器件；以及

第五二极管，其连接在所述第二直流线以及所述串联电路中所述第一二极管的第一端和所述第一半导体开关器件的第一端所连接的连接点之间，

所述第五二极管具有比所述第一二极管高的正向电涌电流性能。

12.如权利要求10或11所述的整流器电路，其特征在于，所述第一二极管由具有与其反并联连接的第六二极管的第三半导体开关器件替代。

13.如权利要求10或11所述的整流器电路，其特征在于，所述第一二极管由第二串联电路替代，

所述第二串联电路，包括：

第三半导体开关器件，具有与其反并联连接的第六二极管；以及

第四半导体开关器件，具有与其反并联连接的第七二极管，

所述第三半导体开关器件和所述第四半导体开关器件串联连接，使得所述第六和第七二极管的导通方向变得相反。

14.如权利要求9至11的任一项所述的整流器电路，其特征在于，所述充电电流由***到所述旁路电路中供电流流动的路径中的电流检测器检测。

15.如权利要求12或13所述的整流器电路，其特征在于，所述充电电流由***到所述旁路电路中供电流流动的路径中的电流检测器检测。

16.如权利要求9至11的任一项所述的整流器电路，其特征在于，所述充电电流由检测所述第五二极管的阳极-阴极电压的第一电压检测器检测。

17.如权利要求12或13所述的整流器电路，其特征在于，所述充电电流由检测所述第五二极管的阳极-阴极电压的第一电压检测器检测。

18.如权利要求9至11的任一项所述的整流器电路，其特征在于，所述充电电流由检测所述开关段中所述第二开关器件的所述主电路终端之间的电压的第二电压检测器检测。

19.如权利要求12或13所述的整流器电路，其特征在于，所述充电电流由检测所述开关段中所述第二开关器件的所述主电路终端之间的电压的第二电压检测器检测。

20.如权利要求9至11的任一项所述的整流器电路，其特征在于，所述第五二极管由多个串联连接的二极管形成。

21.如权利要求12或13所述的整流器电路，其特征在于，所述第五二极管由多个串联连接的二极管形成。

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