CN102033234A - 卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法 - Google Patents

Abstract

一种卫星导航技术领域的卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法，在二进制编码符号的基础上，将传统的扩频符号***为K个单元，每个单元采取基于MSK(最小移频键控)的符号脉冲波形来取代二进制值波形，通过选择适合的参数，从而实现既有二进制编码符号的抗干扰、抗多径及兼容性能，又能实现MSK调制的恒包络、提高功放效率及旁瓣衰减大等特点。本发明采用改进二进制编码符号调制来提升导航信号的码跟踪、抗多径、抗干扰和与其它导航信号兼容性能，实现信号的恒包络，同时避免大幅度旁瓣的出现。

Description

卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法

技术领域

本发明涉及的是一种卫星导航***技术领域的方法，具体是一种卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法。

背景技术

卫星导航***信号体制性能的好坏直接决定***的导航、定位性能，导航信号调制是导航信号体制设计中的关键之一。二进制编码符号(Binary Coded Symbol，简称BCS)是一种新型的导航信号调制方式，C.J.Hegarty，J.W.Betz，A.Saidi撰文“Binary Coded SymbolModulations for GNSS”.Proceedings of ION NTM 2005，San Diego，USA，pp.56-64，January2005.“全球卫星导航***二进制编码符号调制”，通过选择适当参数以提高信号的相关性能、如导航***的抗干扰和抗多径能力，特别是在当前卫星通信技术迅猛发展及信号种类繁多的情况下，以有效实现导航信号的频谱分离和兼容能力。二进制编码符号调制将传统的扩频符号***为K个单元，每个单元自由选择二进制值(-1或者+1)，由此以实现各式各样的导航信号功率的调制，如信号功率调制到载波频率的两侧旁瓣上来提高抗干扰和兼容能力。

二进制编码符号调制目前已经被应用于GPS、Galileo等导航***中，如GPS C/A码信号采用的是BSPK(二进制相移键控)调制，GPS L1C和Galileo E1OS、E1PRS等信号采用的是BOC(二进制偏置载波)及BOC的衍生调制方式。二进制编码符号调制以通过将信号功率调制到载波频率的两侧旁瓣上来提高信号性能，但是文章中给出的二进制编码符号调制方法会带来带外大幅度旁瓣使功放效率降低，且信号的码跟踪、抗多径、抗干扰和与其它导航信号兼容性能在某些情况下不够理想。针对上述不足，本发明提出一种改进二进制编码符号调制技术，它使得导航信号具有良好的码跟踪性能、抗干扰和抗多径能力、与其它***信号兼容能力，并且信号具有恒包络以使高功放能工作在饱和点或其附近来提高功放的效率，同时避免大幅度旁瓣的出现。因此，基于二进制编码符号调制，构建性能良好的信号调制方式对于提升导航***的导航和定位能力有重要的意义。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述不足，提供一种卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法，采用改进二进制编码符号调制(Modified Binary Coded Symbol，简称M-BCS)，来提升导航信号的码跟踪、抗多径、抗干扰和与其它导航信号兼容性能，实现信号的恒包络，同时避免大幅度旁瓣的出现。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明在二进制编码符号的基础上，将传统的扩频符号***为K个单元，每个单元采取基于MSK(最小移频键控)的符号脉冲波形来取代二进制值波形，通过选择适合的参数，从而实现既有二进制编码符号的抗干扰、抗多径及兼容性能，又能实现MSK调制的恒包络、提高功放效率及旁瓣衰减大等特点。

本发明包括以下步骤：

步骤一：首先根据卫星导航***的需求和约束条件，确定扩频码频率f_c或周期T_c，确定需要***单元的个数K，每个单元的长度为T_c/K，选择合适的符号[s₀，s₁，…，s_K-1]，其中：f_c为扩频码频率(取1.023MHz的整数倍)，其倒数T_c为扩频码周期，K为所确定***单元的格式，s₀，s₁，…，s_K-1为所选择的K符号，每个符号值取+1或-1：

步骤二：根据所确定的扩频码频率f_c或周期T_c确定扩频符号的调制波形，采取以下方式进行操作：

其中：T_sc为码片周期；

步骤三：构造改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)，并获得扩频符号：

其中：

为直接扩频信号，a_k为扩频序列，q(t)为扩频符号，T_c为扩频码周期，

所述的改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)中：[s₀，s₁，…，s_K-1]为每个符号，取值范围为+1或-1，扩频码频率为f_c×1.023MHz＝1/T_c，经过改进二进制编码符号M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)正交调制后的信号为：

$s_{M-\mathrm{BCS}}\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\mathrm{rect}[(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]\cos [\mathrm{\π}(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t$

$+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\mathrm{rect}[(t-T_{\mathrm{sc}}/2-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_c]\sin [\mathrm{\π}(t-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-k{T}_c)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t,$

其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列(a_k和b_l值取+1或-1)，f_ca为载波频率；当K＝1且K＝2f_s/f_c时，构造得到M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)的特殊形式M-BPSK-R(f_c)和M-BOC(f_s，f_c)。

所述的改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)的功率谱密度为：

其中：f_c为扩频码频率，K为所确定***单元的格式，每个符号s_k取+1或-1；

步骤四：利用以下方式对M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)进行扩频码序列的正交调制：

$s_{M-\mathrm{BCS}}\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\mathrm{rect}[(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]\cos [\mathrm{\π}(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t$ $+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\mathrm{rect}[(t-T_{\mathrm{sc}}/2-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_c]\sin [\mathrm{\π}(t-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-k{T}_c)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t,$ 其中：

a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列，f_ca为载波频率，T_c为扩频码周期，T_sc为码片周期：

步骤五：对所构造的M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)信号性能进行检验，若信号功率谱密度、码跟踪精度及多路径恒包络误差不满足所设计的导航***性能需要及约束，返回步骤一重新选择扩频码频率、***单元个数和波形符号。

与现有技术相比，本发明提出的改进二进制编码符号调制，通过选择适合的参数，以实现既有二进制编码符号的抗干扰、抗多径及兼容性能，又能实现信号的恒包络、提高功放效率及旁瓣衰减大等特点。

附图说明

图1进行改进二进制编码符号调制示意图。

图2改进二进制编码符号调制流程图。

图3采用M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制实施例的符号波形。

图4采用M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制实施例的基带频谱图。

图5采用M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制实施例的码跟踪精度分析图。

图6采用M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制实施例的多路径误差分析图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图2所示，本实施例首先根据导航***性能需要及约束，确定扩频码频率f_c＝1.023MHz，确定需要***单元的个数K＝4，选择符号[s₀，s₁，…，s_K-1]＝[-1，1，1，1]；然后根据所确定的扩频码频率f_c确定扩频符号的调制波形，构造改进二进制编码符号调制M-BCS([-1，1，1，1]，1)，具体步骤如下：

步骤一：首先根据卫星导航***的需求和约束条件，确定扩频码频率f_c或周期T_c，确定需要***单元的个数K，每个单元的长度为T_c/K，选择合适的符号[s₀，s₁，…，s_K-1]，其中：f_c为扩频码频率(取1.023MHz的整数倍)，其倒数T_c为扩频码周期，K为所确定***单元的格式，s₀，s₁，…，s_K-1为所选择的K符号，每个符号值取+1或-1；

步骤二：根据所确定的扩频码频率f_c或周期T_c确定扩频符号的调制波形，采取以下方式进行操作：

其中：T_sc为码片周期：

步骤三：构造改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)，并获得扩频符号，如图3所示：

其中：

为直接扩频信号，a_k为扩频序列，q(t)为扩频符号，T_c为扩频码周期，

所述的改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)中：[s₀，s₁，…，s_K-1]为每个符号，取值范围为+1或-1，扩频码频率为f_c×1.023MHz＝1/T_c，经过改进二进制编码符号M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)正交调制后的信号为：

$s_{M-\mathrm{BCS}}\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\mathrm{rect}[(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]\cos [\mathrm{\π}(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t$

$+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\mathrm{rect}[(t-T_{\mathrm{sc}}/2-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_c]\sin [\mathrm{\π}(t-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-k{T}_c)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t,$

其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列(a_k和b_l值取+1或-1)，f_ca为载波频率；当K＝1且K＝2f_s/f_c时，构造得到M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)的特殊形式M-BPSK-R(f_c)和M-BOC(f_s，f_c)。

所述的改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)的功率谱密度为：

其中：f_c为扩频码频率，K为所确定***单元的格式，每个符号s_k取+1或-1：

步骤四：利用以下方式对M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)进行扩频码序列的正交调制：

$s_{M-\mathrm{BCS}}\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\mathrm{rect}[(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]\cos [\mathrm{\π}(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t$ $+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\mathrm{rect}[(t-T_{\mathrm{sc}}/2-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_c]\sin [\mathrm{\π}(t-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-k{T}_c)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t,$ 其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列，f_ca为载波频率，T_c为扩频码周期，T_sc为码片周期；

步骤五：对所构造的M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)信号性能进行检验，若信号功率谱密度、码跟踪精度及多路径恒包络误差不满足所设计的导航***性能需要及约束，返回步骤一重新选择扩频码频率、***单元个数和波形符号。

如图4所示，给出了M-BCS([-1，1，1，1]，1)和BCS([-1，1，1，1]，1)功率谱密度的比较，图中的横坐标表示频率，单位为Hz；图中的纵坐标表示为功率谱幅度，单位dB。以看出M-BCS([-1，1，1，1]，1)基带调制信号的频谱在频偏为5MHz时，它的幅度相对于M-BCS([-1，1，1，1]，1)来说衰减比较明显，说明BCS([-1，1，1，1]，1)来说M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制能旁瓣衰减大，能提高功放效率，特别适合应用于卫星导航***的信号体制中。

如图5所示，给出了M-BCS([-1，1，1，1]，1)和BCS([-1，1，1，1]，1)码跟踪精度比较，图中的横坐标表示信号的载噪比，单位为dB-Hz；图中的纵坐标表示为信号的码跟踪误差下界，单位m。M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制在不同的信号载噪比下比M-BCS([-1，1，1，1]，1)具有较好的码跟踪和抗干扰能力。

如图6所示，给出了M-BCS([-1，1，1，1]，1)和BCS([-1，1，1，1]，1)抗多路径比较，图中的横坐标表示信号的多路径长度，单位为m；图中的纵坐标表示为信号的多路径恒包络误差，单位m。M-BCS([-1，1，1，1]，1)调制能实现与BCS([-1，1，1，1]，1)类似的抗多径能力，在多径距离范围为45m-80m和150m-170m，能实现更好的抗多路径能力。

Claims (3)

1.一种卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：首先根据卫星导航***的需求和约束条件，确定扩频码频率f_c或周期T_c，确定需要***单元的个数K，每个单元的长度为T_c/K，选择合适的符号[s₀，s₁，…，s_K-1]，其中：f_c为扩频码频率(取1.023MHz的整数倍)，其倒数T_c为扩频码周期，K为所确定***单元的格式，s₀，s₁，…，s_K-1为所选择的K符号，每个符号值取+1或-1；

步骤二：根据所确定的扩频码频率f_c或周期T_c确定扩频符号的调制波形，采取以下方式进行操作：其中：T_sc为码片周期：

步骤三：构造改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)，并获得扩频符号：其中：为直接扩频信号，a_k为扩频序列，q(t)为扩频符号，T为扩频码周期，

步骤四：利用以下方式对M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)进行扩频码序列的正交调制：

$s_{M-\mathrm{BCS}}\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\mathrm{rect}[(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]\cos [\mathrm{\π}(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t$ $+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\mathrm{rect}[(t-T_{\mathrm{sc}}/2-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_c]\sin [\mathrm{\π}(t-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-k{T}_c)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t,$ 其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列，f_ca为载波频率，T_c为扩频码周期，T_sc为码片周期；

步骤五：对所构造的M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)信号性能进行检验，若信号功率谱密度、码跟踪精度及多路径恒包络误差不满足所设计的导航***性能需要及约束，返回步骤一重新选择扩频码频率、***单元个数和波形符号。

2.根据权利要求1所述的卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法，其特征是，所述的改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)中：[s₀，s₁，…，s_K-1]为每个符号，取值范围为+1或-1，扩频码频率为f_c×1.023MHz＝1/T_c，经过改进二进制编码符号M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)正交调制后的信号为：

$s_{M-\mathrm{BCS}}\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\mathrm{rect}[(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]\cos [\mathrm{\π}(t-{\mathrm{kT}}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t$

$+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\mathrm{rect}[(t-T_{\mathrm{sc}}/2-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_c]\sin [\mathrm{\π}(t-l{T}_{\mathrm{sc}})/T_{\mathrm{sc}}]q(t-k{T}_c)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t,$

其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列(a_k和b_l值取+1或-1)，f_ca为载波频率；当K＝1且K＝2f_s/f_c时，构造得到M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)的特殊形式M-BPSK-R(f_c)和M-BOC(f_s，f_c)。

3.根据权利要求1所述的卫星导航***信号的改进二进制编码符号调制方法，其特征是，所述的改进二进制编码符号调制M-BCS([s₀，s₁，…，s_K-1]，f_c)的功率谱密度为：

其中：f_c为扩频码频率，K为所确定***单元的格式，每个符号s_k取+1或-1。

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