CN105116426A - 一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提出一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法，其实现过程如下：首先确定扩频码频率f_c、子载波频率f_sc、正弦或余弦相位子载波调制方式以及时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ，构造出一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位子载波信号。然后利用伪随机序列对导航信号进行扩频，再进行子载波调制，最终将所得信号进行正交支路的载波调制。本方法产生的信号是恒幅的，可以灵活调节信号功率谱的主瓣及旁瓣的***程度，使得导航信号具有良好的码跟踪性能、抗干扰和抗多径能力、与其它***信号兼容能力。同时避免大幅度旁瓣的出现，提高了频谱效能，特别适用于采用高效非线性放大器的功率和带宽均受限的卫星导航服务。

Description

一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法

技术领域：

本发明涉及一种卫星导航***信号的实现方法，具体涉及一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法。

背景技术：

导航信号体制在卫星导航***的顶层设计中处于最关键的位置，其性能的好坏直接决定***的导航和定位性能，导航信号调制是导航信号体制设计中的重中之重。为了使多种信号可以更好地共享全球导航卫星***(GlobalNavigationSatelliteSystem,GNSS)的有限频段，同时进一步提高信号的测距精度及抗干扰性能，新的信号调制方式不断呈现。二进制偏移载波(BinaryOffsetCarrier,BOC(n,m))是一种能够满足上述要求的新型调制方式,其中扩频码频率为m×1.023MHz，子载波频率为n×1.023MHz，其实现方法详见文献Betz.J,“TheOffsetCarrierModulationforGPSModernization,”IONNTM,SanDiego,CA,January25-27,1999.

Betz.J在文献“BinaryOffsetCarrierModulationsforRadionavigation,”Navigation:JournaloftheInstituteofNavigation,vol.48,No.4,Winter2001-2002.中指出，在同一波段、占用相同带宽以及对信号发射器和接收机做同样简单设计的条件下，BOC调制信号的性能比BPSK调制信号更优越。BOC调制目前已经广泛应用于GPS、Galileo和Compass等全球卫星导航***中。

随着卫星导航信号数量的不断增加，频谱资源紧张，在有限带宽下提高信号性能以及减小相邻信号间的干扰成为目前的研究重点。文章中给出的BOC调制方法会导致带外大幅度旁瓣使功放效率降低，且信号的码跟踪性能、抗多径和抗干扰能力仍不够理想，针对上述不足，本发明提出一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法(TimeDomainRaisedCosineThree-levelsOffsetCarrier,TDRC-TOC(n,m,ρ))，其中子载波信号可取值为±1和0，且±1信号波形由时域升余弦脉冲表示，该方法不仅为导航信号的设计提供了更多的选择，而且可有效降低功率谱大幅度的旁瓣，减小对邻间信号的干扰，提高导航信号的功率效能，同时既兼有更好的码跟踪性能、抗多径和抗干扰能力，对提升导航***的导航和定位能力有重要的意义。

发明内容：

本发明的目的在于提出一种可以灵活调节信号功率谱的主瓣及旁瓣的***程度，使得导航信号具有良好的码跟踪性能、抗干扰和抗多径能力、与其它***信号兼容能力的基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法。

本发明的目的是这样实现的：

(1)首先确定扩频码周期T_c，子载波周期T_sc，时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ，正弦或余弦相位子载波调制方式，构造出基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位子载波信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位子载波信号q_s(t,ρ)为：

$q_s(t,\mathrm{\ρ})=sign\left(sin\right(2{\mathrm{\πf}}_{sc}t\left)\right)\×\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\Σ}}{P}_{\frac{T_{sc}}{2}}(t-i\frac{T_{sc}}{2},\mathrm{\ρ}),t>0;$

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位子载波信号q_c(t,ρ)为：

$q_c(t,\mathrm{\ρ})=sign\left(cos\right(2{\mathrm{\πf}}_{sc}t\left)\right)\×\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\Σ}}{P}_{\frac{T_{sc}}{4}}(t-i\frac{T_{sc}}{4},\mathrm{\ρ}),t>0;$

其中P_τ(t,ρ)是时间宽度为ρτ的时域升余弦脉冲波形，即sign(t)为符号函数，即 $sign\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& t>0\\ -1,& t<0\end{array}\right.;$

(2)根据确定的扩频码周期T_c和子载波周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，然后将得到的扩频信号与步骤(1)所确定的正弦或余弦相位子载波信号进行时域相乘，得到一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波基带调制信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波基带调制信号S_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(t)为：

$S_{TDRC-TOCs(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;q_s(t,\mathrm{\&rho;}),t>0;$

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波基带调制信号S_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(t)为：

$S_{TDRC-TOCc(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;q_c(t,\mathrm{\&rho;}),t>0;$

其中d(t)为导航信号数据通道信息；a_l是伪随机扩频序列的第l个扩频码；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即 或 $n=\frac{1}{T_{sc}\&times;1.023MHz};m=\frac{f_c}{1.023MHz}$ 或 $m=\frac{1}{T_c\&times;1.023MHz};$

(3)将步骤(2)所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波基带调制信号进行正交支路的载波调制，最终得到所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波调制信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波调制信号M_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(t)为：

$\begin{array}{c}{M}_{TDRC-TOCs(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=\&lsqb;d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\sin \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{2}}(t-i\frac{T_{sc}}{2},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\cos \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\\ +\&lsqb;p\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{b}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\sin \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{2}}(t-i\frac{T_{sc}}{2},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\sin \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\end{array};$

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波调制信号M_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(t)为：

$\begin{array}{c}{M}_{TDRC-TOCc(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=\&lsqb;d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\cos \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{4}}(t-i\frac{T_{sc}}{4},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\cos \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\\ +\&lsqb;p\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{b}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\cos \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{4}}(t-i\frac{T_{sc}}{4},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\sin \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\end{array};$

其中d(t)为导航信号数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l是同相支路伪随机扩频序列的第l个扩频码；b_k是正交支路伪随机扩频序列的第k个扩频码；f_car是载波频率。

(4)将步骤(3)中得到的一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制信号进行导航信号的性能评估，若信号的码跟踪精度、抗多径和兼容性不满足所设计的导航***性能需求及约束条件，则返回步骤(1)，重新确定扩频码周期T_c，子载波周期T_sc，正弦或余弦相位子载波调制方式，以及时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ。

本发明还可以包括：

所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

所述的基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波基带调制信号功率谱密度G_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(f)为：

所述的基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波基带调制信号功率谱密度G_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(f)为：

其中h为调制指数，即或

本发明的方法的主要特点如下：

(1)功率效率高：本发明调制信号的功率谱旁瓣衰减速度更快且幅度更低，能量集中度更高。

(2)跟踪精度高：在接收机带宽内，本发明调制信号的功率谱具有***能力且幅值较大，在带宽受限的条件下，具有更高的Gabor带宽与较低的码跟踪误差。

(3)抗多径能力强：本发明调制信号具有恒包络特性，特别适合于采用高效非线性放大器的功率和带宽均受限的卫星导航服务，其多径误差包络衰减的更快且幅度更低。

(4)兼容性高：本发明调制信号的功率谱旁瓣衰减速度更快且幅度更低，对同频段的其它导航信号干扰较小。

(5)信号设计的灵活性高：灵活调整子载波信号中时域升余弦脉冲时间占空比，为导航信号的设计提供了更多的选择，并通过所选适当的参数，可以灵活调节信号功率谱的主瓣及旁瓣的***程度。

附图说明

图1为TDRC-TOC信号调制模型和实现方法流程图；

图2为TDRC-TOC信号子载波信号波形；

图3为TDRC-TOC信号实施例在不同时域升余弦脉冲时间占空比ρ下的功率谱密度；

图4为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的功率谱密度；

图5为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的Gabor带宽；

图6为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的码跟踪精度；

图7为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的多径误差包络；

图8为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的平均多径误差。

具体实施方式：

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图1和图2分别为本发明所提的TDRC-TOC信号调制模型，实现方法流程图和子载波信号波形，其中图1中的各符号的定义如下：

d(t)：导航信号数据通道信息；

p(t)：导频通道信息；

a_l：同相支路的伪随机扩频码序列；

b_l：正交支路的伪随机扩频码序列；

rec(t)：矩形门函数；

q_s(t,ρ)：所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位子载波信号波形；

q_c(t,ρ)：所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位子载波信号波形；

M_TDRC-TOC(t,ρ)：所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制信号；

f_c：扩频码频率；

f_car：载波频率；

f_sc：子载波频率；

结合图1，本发明实现方法如下：

(1)首先确定扩频码频率f_c或扩频码周期T_c(频率和周期互为倒数可任意确定其中一个参数)，子载波频率f_sc或子载波周期T_sc，时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ以及正弦或余弦相位子载波调制方式，构造出一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位子载波信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位子载波信号q_s(t,ρ)为：

$q_s(t,\mathrm{\&rho;})=sign\left(sin\right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{2}}(t-i\frac{T_{sc}}{2},\mathrm{\&rho;}),t>0;$

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位子载波信号q_c(t,ρ)为：

$q_c(t,\mathrm{\&rho;})=sign\left(\cos \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{4}}(t-i\frac{T_{sc}}{4},\mathrm{\&rho;}),t>0;$

其中P_τ(t,ρ)是时间宽度为ρτ的时域升余弦脉冲波形，即sign(t)为符号函数，即 $sign\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& t>0\\ -1,& t<0\end{array}\right.;$

(2)根据确定的扩频码频率f_c或扩频码周期T_c和子载波频率f_sc或子载波周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，然后将得到的扩频信号与步骤(1)所确定的正弦或余弦相位子载波信号进行时域相乘，得到一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波基带调制信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波基带调制信号S_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(t)为：

$S_{TDRC-TOCs(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;q_s(t,\mathrm{\&rho;}),t>0;$

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波基带调制信号S_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(t)为：

$S_{TDRC-TOCc(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;q_c(t,\mathrm{\&rho;}),t>0;$

其中d(t)为导航信号数据通道信息；a_l是伪随机扩频序列的第l个扩频码；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即 或 $n=\frac{1}{T_{sc}\&times;1.023MHz};m=\frac{f_c}{1.023MHz}$ 或 $m=\frac{1}{T_c\&times;1.023MHz};$

(3)将步骤(2)所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波基带调制信号进行正交支路的载波调制，最终得到所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波调制信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波调制信号M_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(t)为：

$\begin{array}{c}{M}_{TDRC-TOCs(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=\&lsqb;d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\sin \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{2}}(t-i\frac{T_{sc}}{2},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\cos \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\\ +\&lsqb;p\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{b}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\sin \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{2}}(t-i\frac{T_{sc}}{2},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\sin \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\end{array};$

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波调制信号M_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(t)为：

$\begin{array}{c}{M}_{TDRC-TOCc(n,m,\mathrm{\&rho;})}\left(t\right)=\&lsqb;d\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{a}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\cos \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{4}}(t-i\frac{T_{sc}}{4},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\cos \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\\ +\&lsqb;p\left(t\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}{b}_{l}rect(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;sign\left(\cos \right(2{\mathrm{\&pi;f}}_{sc}t\left)\right)\&times;\underset{i=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{P}_{\frac{T_{sc}}{4}}(t-i\frac{T_{sc}}{4},\mathrm{\&rho;})\&rsqb;\sin \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{car}t\right)\end{array};$

其中d(t)为导航信号数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l是同相支路伪随机扩频序列的第l个扩频码；b_k是正交支路伪随机扩频序列的第k个扩频码；f_car是载波频率。

(4)将步骤(3)中得到的一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制信号进行导航信号的性能评估，若信号的码跟踪精度、抗多径和兼容性不满足所设计的导航***性能需求及约束条件，则返回步骤(1)，重新确定扩频码频率f_c或扩频码周期T_c，子载波频率f_sc或子载波周期T_sc，正弦或余弦相位子载波调制方式，以及时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ。

所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

所述的基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波基带调制信号功率谱密度G_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(f)为：

所述的基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波基带调制信号功率谱密度G_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(f)为：

其中h为调制指数，即或

图3为本发明所提的TDRC-TOC信号实施例在不同时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ下的功率谱密度，由图可知，通过时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ的改变，我们可以灵活改变信号功率谱主瓣的分离程度，且随着ρ的增加，功率谱的主瓣集中度会更高。因此，为了更好的与现有导航信号兼容，实现更好的导航定位性能，这无疑增加了导航信号设计的灵活性。

图4为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的功率谱密度，由图4可知，在零频附近，TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号具有较低的功率谱幅度，能够表现出与现有导航信号BPSK更好的兼容性，同时在±10MHz附近，TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号具有较高的功率，这有助于提高导航信号的跟踪精度与抗多径能力。在高频部分，TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号的旁瓣衰减速度更快且幅度更低，不但提高信号的功率效能，而且也降低对同频段邻间信号的干扰。

图5和图6分别为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的Gabor带宽和码跟踪精度，其中环路带宽B_L＝1Hz。由图5可知，当接收机带宽在10-30MHz范围内，本发明所提的TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号Gabor带宽明显大于BOCs(5,2,0.9)信号。对于目前常用的24MHz民用接收机而言，本发明所提的TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号具有较高的Gabor带宽，能够表现出更好的跟踪性能。同时，由图6也可以看出，本发明所提的TDRC-TOCs(5,2,0.9)具有较低的码跟踪误差，能够获得更高的跟踪精度。

图7和图8分别为传统的BOC和本发明所提的TDRC-TOC实施例信号的多径误差包络和平均多径误差曲线。仿真中，选取相关间隔为0.1chip，接收机带宽为24MHz，多径信号与直达信号的幅度比MDR为-6dB。从图7可以看出，本发明所提的TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号相对于BOCs(5,2)信号具有较小的多径误差幅度，而且随着多径信号相对直达信号的额外时延的增加，TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号的多径误差曲线具有较快的衰减速度，能够更快的进行收敛，同时图8表明TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号的最大平均多径误差幅度低于BOCs(5,2)信号，因此，本发明所提的TDRC-TOCs(5,2,0.9)信号实施例较传统BOC信号具有很强的抗多径能力。

综上所述，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，本发明所提的一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法，使导航信号具有更好的码跟踪性能、抗干扰、抗多径以及与其它***信号的兼容能力，并有效抑制功率谱大幅度的旁瓣并提高导航信号的频率效能，提高了导航信号波形设计的灵活性，为我国未来Compass卫星导航***的信号波形设计提供了一个新的选择。

Claims (3)

1.一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)首先确定扩频码周期T_c，子载波周期T_sc，时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ，正弦或余弦相位子载波调制方式，构造出基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位子载波信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位子载波信号q_s(t,ρ)为：

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位子载波信号q_c(t,ρ)为：

其中P_τ(t,ρ)是时间宽度为ρτ的时域升余弦脉冲波形，即sign(t)为符号函数，即

(2)根据确定的扩频码周期T_c和子载波周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，然后将得到的扩频信号与步骤(1)所确定的正弦或余弦相位子载波信号进行时域相乘，得到一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波基带调制信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波基带调制信号S_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(t)为：

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波基带调制信号S_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(t)为：

其中d(t)为导航信号数据通道信息；a_l是伪随机扩频序列的第l个扩频码；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即 或 或

(3)将步骤(2)所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波基带调制信号进行正交支路的载波调制，最终得到所述的一种基于时域升余弦脉冲三级符号正弦或余弦相位偏移载波调制信号，具体表示为：

基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波调制信号M_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(t)为：

基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波调制信号M_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(t)为：

其中d(t)为导航信号数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l是同相支路伪随机扩频序列的第l个扩频码；b_k是正交支路伪随机扩频序列的第k个扩频码；f_car是载波频率。

(4)将步骤(3)中得到的一种基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制信号进行导航信号的性能评估，若信号的码跟踪精度、抗多径和兼容性不满足所设计的导航***性能需求及约束条件，则返回步骤(1)，重新确定扩频码周期T_c，子载波周期T_sc，正弦或余弦相位子载波调制方式，以及时域升余弦脉冲时间宽度占空比ρ。

2.根据权利要求1所述的基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法，其特征在于，所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

3.根据权利要求1所述的基于时域升余弦脉冲三级符号偏移载波调制方法，其特征在于，所述的基于时域升余弦脉冲三级符号正弦相位偏移载波基带调制信号功率谱密度G_{TDRC-TOCs(n,m,ρ)}(f)为：

所述的基于时域升余弦脉冲三级符号余弦相位偏移载波基带调制信号功率谱密度G_{TDRC-TOCc(n,m,ρ)}(f)为：

其中h为调制指数，即或