CN102006256A - 鲁棒的整数倍子载波频率偏差的估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种鲁棒的整数倍子载波频偏的估计方法，利用OFDM***中已知的频域训练序列，利用接收信号和已知理想信号之间的互相关特性解扰得到信道频域响应，经过时频域变换之后，根据得到的信道时域脉冲响应的幅值来判断整数倍载波频率偏差的偏移值。本发明可以充分复用OFDM***中的FFT模块，受多径信道衰减的影响小，具有实现简单，判决准确性高等特点，适用于具有训练序列的任何OFDM通信***。

Description

鲁棒的整数倍子载波频率偏差的估计方法

技术领域

本发明涉及数字通信领域，特别是涉及一种OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)通信***中载波频率偏差的估计方法。

背景技术

OFDM***以其频谱利用率高、抗多径衰落能力强等特点而被广泛应用于宽带通信***中，尤其适用于传播环境多变的无线宽带通信***。同时正是由于OFDM本身的技术特点，OFDM调制是通过在有效频带内并行调制多个相互正交的子载波信号来实现对频谱的有效利用，这就造成了OFDM***对载波频率偏差的影响异常敏感。从归一化的子载波带宽角度来看，一方面分数倍于子载波带宽的载波频率偏差会造成子载波信号泄漏到相邻子载波上，破坏各载波间的正交性，从而产生载波间干扰(ICI)；另一方面整数倍于子载波带宽的载波频率偏差会造成有效载波信号发生偏移，造成接收机无法按照正确的顺序恢复信源信号。因此载波频率同步技术是OFDM***中的一项关键技术。

对一般的OFDM***来说，载波频率偏差主要是由发射机和接收机之间本振频率的不一致造成的。但对无线OFDM***来说，由于接收机和发射机之间的相对运动以及周围传播环境的变换而产生的多普勒频移也会产生一定的载波频率偏差，这种频率偏差相对较小，通常是子载波带宽的分数倍。因此整数倍子载波频率偏差估计技术主要是针对本振频率不一致而产生的初始频偏。

现有的大多数整数倍子载波频率偏差估计技术都利用了接收频域训练信号和理想训练信号之间的互相关特性，通过循环移位产生不同的接收频域训练，通过比较不同互相值之间的大小来判断整数倍载波频偏的偏移量。但考虑到发射信号经过信道传播之后，在幅度和相位上都会遭受信道的失真影响，因此在进行互相关运算之前通常都需要先消除传播信道的不利影响以提高估计的准确度，这就增加了估计方法实现的复杂度。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种鲁棒的整数倍子载波频偏的估计方法，可以复用OFDM***中常用的FFT模块，不需要增加额外的资源开销，同时可以消除传播信道的不利影响。

为解决上述技术问题，本发明鲁棒的整数倍子载波频偏的估计方法，包括如下步骤：

步骤一，进行FFT变换，将时域信号变换到频域，得到频域接收信号；

步骤二，根据已知的频域训练序列的理想载波映射位置，在正负P个载波范围内调整频域训练序列的初始映射位置，并进行解映射，总共得到2P+1个不同的接收训练序列；

步骤三，利用已知的理想训练序列对2P+1个接收训练序列进行Hadamard乘法处理，R′_p(k)＝R_p(k)*S^H(k)，其中，-P≤p≤P，()^H表示求共轭运算；

步骤四，对Hadamard乘法处理后的序列进行IFFT频时域变换，得到2P+1个时域信号序列，r_p(n)＝F^HR′_p(k)，其中，F表示傅立叶变换矩阵；

步骤五，分别求出2P+1个时域信号序列的幅值，并找出这些信号幅值序列各自的最大值，分别记作M_p，M_p＝argmax(|r_p(n)|)，-P≤p≤P；

步骤六，在2P+1个最大值M_p中寻找最大的值M_pmax及其对应的序号p_max，-P≤p_max≤P，p_max即为检测得到的整数倍子载波频偏对应偏移的子载波个数。

采用本发明的方法可以复用OFDM***的FFT模块，只需要增加少量的资源就能实现整数倍子载波频偏的估计功能。另外，能有效利用信道的时域脉冲响应信息，以及接收训练序列同理想训练序列之间的相关信息，具有实现简单，判决准确性高，估计范围大，抗多径衰落影响能力强等特点；在复杂多变的无线OFDM***中同样可以很好地得到应用，适用于具有训练序列的任何OFDM通信***。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

附图是本发明的方法控制流程图。

具体实施方式

在以下的描述中以CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting***多媒体广播电视)***为例进行说明。在CMMB标准中定义了两种频域训练序列：信标信号中的同步训练符号和正常OFDM符号中的频域导频信号。这些训练序列的子载波映射位置和传输信号本身都是已知的。基于上述两种频域训练序列应用本发明的方法都可以实现对整数倍子载波带宽的频偏估计。

下面以信标信号中的同步训练符号作为频域训练信号对本发明的方法进行说明，具体包括如下步骤：

步骤一，利用OFDM***中通用的FFT模块实现信号的时频域变换，得到频域的接收信号。

步骤二，根据已知的同步训练序列的理想载波映射位置，分别在正负两个方向滑动初始的载波映射位置，再根据理想的载波映射顺序，分别从不同的初始的载波映射位置开始解映射接收的频域信号，得到多个不同的接收训练序列。

假设在正负方向的滑动为对称分布，且最大范围为P个子载波，那么总共可以解映射得到2P+1个接收训练序列。

理想载波映射位置如下式所示：

(公式1)

如果接收信号不存在整数倍子载波带宽的载波频偏，那么根据理想载波映射位置解映射得到的接收序列就包含了经过信道衰落影响的同步训练序列，经过同理想训练序列进行Hadamard乘法处理后，可以估计得到衰落信道的频域响应。反之由于整数倍子载波频偏带来的载波位置偏移，基于理想载波映射位置解映射得到的接收序列，在同理想训练序列进行Hadamard乘法处理后仍然为一个包含了信道衰落影响的随机接收信号。因此通过在理想载波映射初始位置附近左右滑动P载波位置作为接收序列的载波映射初始位置，解映射之后可以得2P+1个接收序列。

步骤三，对解映射得到的2P+1个接收序列同理想训练序列进行Hadamard乘法处理。乘法处理的结果R′_p(k)包含衰落信道的频域响应信息，以及频域接收序列同理想训练序列之间的频域互相关信息。其中只有一个为衰落信道的频域响应，其他都为随机的频域信号。

R′_p(k)＝R_p(k)*S^H(k)(公式2)

其中，-P≤p≤P，()^H表示求共轭运算，R_p(k)表示解映射得到的接收序列，S(k)表示本地已知的理想训练序列。

步骤四，利用信道频域响应和信道时域脉冲响应两者是傅立叶变换对的特性，对2P+1个Hadamard乘法处理后的序列进行频时域变换。这一步同样可以复用OFDM***中的FFT模块。

步骤五，在2P+1个转换到时域的信号序列来说，其中仅有一个表征了信道的时域响应特性，其最强径的幅度远大于平均信号强度。而其他时域序列仍然为随机的OFDM时域信号，其序列中的最大幅值同平均幅值之比应落到OFDM***的PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，峰均功率比)范围内。因此可以对每个时域序列的幅值进行最大值检测，找出各自序列中幅值的最大值。

步骤六，再对2P+1序列的最大幅值进行比较，找出2P+1个最大值中最大的值以及其对应的载波偏移个数。该载波偏移个数即是载波频偏对应的整数倍子载波个数。至此完成整数倍子载波带宽的载波频偏的估计。

以上特例仅用于说明本发明的具体应用方式，但本发明并不局限应用于CMMB***。对于一般性的具有频域训练序列的OFDM***来说，本发明的发明精神和实际内容同样适用。

Claims (3)

1.一种鲁棒的整数倍子载波频偏的估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一，进行FFT变换，将时域信号变换到频域，得到频域接收信号；

步骤二，根据已知的频域训练序列的理想载波映射位置，在正负P个载波范围内调整频域训练序列的初始映射位置并进行解映射，总共得到2P+1个不同的接收训练序列；

步骤三，利用已知的理想训练序列对2P+1个接收训练序列进行Hadamard乘法处理，R′_p(k)＝R_p(k)*S^H(k)，其中，-P≤p≤P，()^H表示求共轭运算；

步骤四，对Hadamard乘法处理后的序列进行IFFT频时域变换，得到2P+1个时域信号序列，r_p(n)＝F^HR′_p(k)，其中，F表示傅立叶变换矩阵；

步骤五，分别求出2P+1个时域信号序列的幅值，并找出这些信号幅值序列各自的最大值，分别记作M_p，M_p＝argmax(|r_p(n)|)，-P≤p≤P；

步骤六，在2P+1个最大值M_p中寻找最大的值M_pmax及其对应的序号p_max，-P≤p_max≤P，p_max即为检测得到的整数倍子载波频偏对应偏移的子载波个数。

2.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于：步骤二中所采用的频域训练序列可以是OFDM***中的同步符号，也可以是OFDM***中的频域导频符号。

3.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于：步骤二中所采用的载波个数P根据***所能纠正的最大频偏范围设定。

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