CN102082744B

CN102082744B - 一种基于导频和数据的频偏估计方法和装置

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Publication number: CN102082744B
Application number: CN200910224263XA
Authority: CN
Inventors: 李萍
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2009-11-26
Filing date: 2009-11-26
Publication date: 2013-08-07
Anticipated expiration: 2029-11-26
Also published as: CN102082744A; WO2010148670A1

Abstract

本发明公开了一种基于导频和数据的频偏估计方法，包括：获取目标用户的导频位频域信道估计值；计算导频信道估计的相位；根据导频信道估计的相位选择数据符号，并根据所述数据符号获取频偏引起的相位信息；根据相位信息和导频信道估计的相位获取残余相位差；根据残余相位差获取频偏值。本发明还公开了一种基于导频和数据的频偏估计装置。本发明可以提高接收机性能频偏估计能力，有效地估计基站和终端之间的相对频偏，降低OFDM***由于对子载波正交性破坏所带来的干扰，提高接收机对频偏的估计和补偿范围，尤其是高速移动环境链路中存在大频偏时，能较准确的估计***中存在的频偏值，为通信服务质量提供了可靠的保障。

Description

一种基于导频和数据的频偏估计方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种基于导频和数据的频偏估计方法和装置。

背景技术

LTE(Long Term Evolution，长期演进)项目是近两年来3GPP(ThirdGeneration Partnership Projects，第三代伙伴组织计划)启动的最大的新技术研发项目，它改进并增强了3G(Third Generation，第三代移动通信技术)的空中接入技术。与3G相比，LTE更具技术优势，体现在更高的用户数据速率、分组传送、降低***延迟、***容量和覆盖的改善以及运营成本的降低等方面。

LTE下行链路采用OFDM(Orthogonal Furequency Division Multiplexity，正交频分复用)技术，OFDM具有频谱利用率高、抗多径干扰等特点，OFDM***能够有效地抵抗无线信道带来的影响。LTE上行链路传输方案采用带循环前缀的SC-FDMA(Single Carrier Furequency Division Multiplexity，单载波频分复用)，在上行采用带循环前缀的SC-FDMA传输方案中，使用DFT(DiscreteFourier Transformation，离散傅立叶变换)获得频域信号，然后***零符号进行频谱搬移，搬移后的信号再通过IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation，逆快速傅立叶变换)，可以降低发射终端的峰均功率比。

对于多载波***来说，载波频率的偏移会导致子信道之间产生干扰。OFDM***内存在多个正交子载波，输出信号是多个子信道信号的叠加，由于子信道互相覆盖，这就对载波间的正交性有较高的要求。

由于终端的移动，会在基站和终端之间产生多普勒频移，在移动通信***中，特别是高速场景下，这种频移尤其明显。多普勒频移将使接收机和发射机之间产生频率误差，导致接收信号在频域内发生偏移，引入载波间干扰，使得***的误码率性能恶化。

多普勒频移的大小和相对运动速度大小有关，它们之间的关系是：

f_{d} = - \frac{f_{0}}{C} \times v \times \cos θ

其中，θ为终端移动方向和信号传播方向之间的夹角；v是终端运动速度；C为电磁波传播速度；f₀为载波频率。

LTE***对于移动终端，保证15km/h及以下速率的移动用户***特性最优，而对15～120km/h的移动用户可提供高性能服务，保持120～350km/h移动用户的服务，高于350km/h移动用户不掉网。在此速度范围内，多普勒频移超过400Hz，基站和终端必须支持足够的频偏补偿技术才能满足业务质量要求。

对于接收机来说，估计和发射机之间的频率误差并完成频率误差校正是接收机必须完成的功能。终端接收到f_d的频移，终端锁定下行信号频率后发送上行信号，上行接收将会有2*f_d的频移。

现有的一种终端移动过程中的频偏示意图如图1所示，终端和基站的相对运动方向不同，会产生正负不同的频偏，设f₀是基站的发射频率，当终端向远离基站的方向运动时，会产生负频偏-f_d，终端接收到的频率是f₀-f_d，基站接收的频率是f₀-2*f_d；当终端向靠近基站的方向运动时，会产生正频偏f_d，终端接收到的频率是f₀+f_d，基站接收的频率是f₀+2*f_d。当终端在两个基站之间运动，从一个基站驶向另一个基站的时候，终端会出现频率跳变，从频率f₀-f_d调到频率f₀+f_d，终端将会有2*f_d的频率跳变。2*f_d无论对于基站接收机，还是终端接收机都将是一个不小的挑战，过大的频率偏移量会造成通信质量下降，严重的时候会导致服务中断，尤其是在高速移动环境下。

如果不能正确估计频偏并进行补偿，那么***性能将大大降低，尤其是当频偏较大时(对应终端运动速度较高时)，现有技术中使用导频做频偏估计，可以估计的频偏范围小，复杂度高，当***存在大频偏时，抗噪能力有所下降。

发明内容

本发明要解决的问题是提供一种基于导频和数据的频偏估计方法和装置，以克服现有技术中使用导频做频偏估计，估计的频偏范围小，复杂度高的缺陷。

为达到上述目的，本发明的技术方案提供一种基于导频和数据的频偏估计方法，所述方法包括以下步骤：获取目标用户的导频位频域信道估计值；计算导频信道估计的相位；根据所述导频信道估计的相位选择数据符号，并根据所述数据符号获取频偏引起的相位信息；根据所述相位信息和导频信道估计的相位获取残余相位差；根据所述残余相位差获取频偏值。

进一步，在所述获取目标用户的导频位频域信道估计值的步骤中，具体包括：根据公式

H_{1}^{(m)} (k) = \frac{Y_{1}^{(m)} (k)}{X^{m} (k)},

1≤k≤M和

H_{2}^{(m)} (k) = \frac{Y_{2}^{(m)} (k)}{X^{m} (k)},

1≤k≤M获取目标用户的导频位频域信道估计值，其中H₁ ^(m)(k)为导频1的信道估计值，H₂ ^(m)(k)为导频2的信道估计值，Y₁ ^(m)(k)为导频1的频域接收序列，Y₂ ^(m)(k)为导频2的频域接收序列，X^(m)(k)为本地频域导频码，长度均为M，m为用户。

进一步，在所述计算导频信道估计的相位的步骤中，具体包括：根据公式

φ_{h_slot_i}^{(m)} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} &angle; H_{h_slot_i}^{(m)} (k) - n \cdot \frac{π}{2}

计算导频信道估计的相位φ_h-slot-i ^(m)，∠为求复数的辐角主值运算，H_h-slot-i ^(m)(k)为导频位频域信道估计值，h_slot_i＝1 or 2，n∈整数，使得

φ_{h_slot_i} &Element; (- \frac{π}{2}, \frac{π}{2}) .

进一步，所述根据导频信道估计的相位选择数据符号具体为：当所述导频信道估计的相位大于0时，选择所述导频位左边的数据符号；当所述导频信道估计的相位小于或等于0时，选择所述导频位右边的数据符号。

进一步，当所述导频信道估计的相位大于0时，选择所述导频位左边相邻的数据符号；当所述导频信道估计的相位小于或等于0时，选择所述导频位右边相邻的数据符号。

进一步，所述获取频偏引起的相位信息具体为：将所述选择的数据符号对应到调制符号的域，解调制，并硬判数据，将硬判后的数据再调制为符号；用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭得到一复数值，并对所述复数值求相位，得到数据符号的残余相位。

进一步，在所述获取残余相位差的步骤中，具体包括：根据公式

计算获取残余相位差Δφ^(m)，其中φ_h-slot-i ^(m)为导频信道估计的相位，

为数据符号的残余相位，i为数据符号序号，m为用户。

进一步，所述根据相位差获取频偏值的步骤具体包括：根据公式

f = \frac{Δ φ^{(m)}}{2 π \times 0.5 \times 10^{- 3} / 7 \times x}

计算频偏值f，其中Δφ^(m)为残余相位差，x为导频和所选择的数据符号之间间隔的数据符号个数。

进一步，在所述根据相位差获取频偏值的步骤之后，还包括：根据所述频偏值判断选择分支，并获取与所述分支对应的频偏初值；根据所述分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计。

进一步，在所述根据分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计的步骤中，具体包括：将用户m的导频位频域信道估计值H₁ ^(m)(k)、H₂ ^(m)(k)分为Q段，在每段内进行频域平滑，并对连续的N_smoothing＝M/Q个子载波上的导频位频域信道估计值进行求平均，获取平均值H_1，s ^(m)和H_2，s ^(m)；根据公式

\{\begin{matrix} {ΔΔf}_{s, ka} = \frac{&angle; ({\overset{&OverBar;}{H}}_{2, s}^{(m)}) / ({\overset{&OverBar;}{H}}_{1, s}^{(m)})}{2 π \cdot t} - Δ f_{0} + l \times 2000 \\ {ΔΔf}_{ka} = \frac{1}{Q} Σ_{s}^{Q} {ΔΔf}_{s, ka} \\ {Δf}_{ka} = {Δf}_{0} + {ΔΔf}_{ka} \end{matrix}

获取频偏估计Δf_ka，其中∠为求复数的辐角主值运算，t为两个计算相位差的子载波之间间隔的个数，Δf₀为与分支对应的频偏初值，l为使ΔΔf_s，ka∈(-1000，1000)的整数，s为组的序号，ΔΔf_s，ka和ΔΔf_ka为中间频偏值。

进一步，在所述获取平均值H_1，s ^(m)和H_2，s ^(m)的步骤中，具体包括：根据公式

{\overset{&OverBar;}{H}}_{1, s}^{(m)} = \frac{1}{N_{smooting}} Σ_{j = 1}^{N_{smoothing}} H_{1}^{(m)} ((s - 1) \times N_{smoothing} + j),

1≤s≤Q，1≤j≤N_smoothing和

{\overset{&OverBar;}{H}}_{2, s}^{(m)} = \frac{1}{N_{smooting}} Σ_{j = 1}^{N_{smoothing}} H_{2}^{(m)} ((s - 1) \times N_{smoothing} + j),

1≤s≤Q，1≤j≤N_smoothing

获取平均值H_1，s ^(m)和H_2，s ^(m)，其中s为组的序号，j为每组中元素的序号。

本发明的技术方案还提供一种基于导频和数据的频偏估计装置，所述装置包括：导频位频域信道估计值获取单元，用于获取目标用户的导频位频域信道估计值；导频信道估计的相位获取单元，用于计算导频信道估计的相位；相位信息获取单元，用于根据所述导频信道估计的相位选择数据符号，并根据所述数据符号获取频偏引起的相位信息；残余相位差获取单元，用于根据所述相位信息和导频信道估计的相位，获取残余相位差；频偏值获取单元，用于根据所述残余相位差获取频偏值。

进一步，所述装置还包括：频偏初值获取单元，用于根据所述频偏值获取单元获取的频偏值判断选择分支，并获取与所述分支对应的频偏初值；频偏估计单元，用于根据所述分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计。

与现有技术相比，本发明有益效果如下：

本发明根据导频和数据OFDM符号之间的相位差来估计频偏初值范围，再用估计出的频偏初值范围结合导频估计频偏值，从而提高接收机性能频偏估计能力，可以有效地估计基站和终端之间的相对频偏，降低OFDM***由于对子载波正交性破坏所带来的干扰，提高接收机对频偏的估计和补偿范围，尤其是高速移动环境链路中存在大频偏时，能较准确的估计***中存在的频偏值，为通信服务质量提供了可靠的保障。

附图说明

图1是现有技术的一种终端移动过程中的频偏示意图；

图2是本发明实施例一的一种基于导频和数据的频偏估计方法的流程图；

图3是本发明实施例二的一种基于导频和数据的频偏估计方法的流程图；

图4是本发明实施例的一种频偏分支示意图；

图5是本发明实施例三的一种基于导频和数据的频偏估计装置的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

本发明提供一种基于导频和数据的频偏估计方法，所述方法包括以下步骤：获取目标用户的导频位频域信道估计值；计算导频信道估计的相位；根据所述导频信道估计的相位选择数据符号，并根据所述数据符号获取频偏引起的相位信息；根据所述相位信息和导频信道估计的相位获取残余相位差；根据所述残余相位差获取频偏值。

在所述获取目标用户的导频位频域信道估计值的步骤中，具体包括：根据公式

H_{1}^{(m)} (k) = \frac{Y_{1}^{(m)} (k)}{X^{m} (k)},

1≤k≤M和

H_{2}^{(m)} (k) = \frac{Y_{2}^{(m)} (k)}{X^{m} (k)},

在所述计算导频信道估计的相位的步骤中，具体包括：根据公式

φ_{h_slot_i}^{(m)} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} &angle; H_{h_slot_i}^{(m)} (k) - n \cdot \frac{π}{2}

φ_{h_slot_i} &Element; (- \frac{π}{2}, \frac{π}{2}) .

所述根据导频信道估计的相位选择数据符号具体为：当所述导频信道估计的相位大于0时，选择所述导频位左边的数据符号；当所述导频信道估计的相位小于或等于0时，选择所述导频位右边的数据符号。优选的，当所述导频信道估计的相位大于0时，选择所述导频位左边相邻的数据符号；当所述导频信道估计的相位小于或等于0时，选择所述导频位右边相邻的数据符号。

所述获取频偏引起的相位信息具体为：将所述选择的数据符号对应到调制符号的域，解调制，并硬判数据，将硬判后的数据再调制为符号；用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭得到一复数值，并对所述复数值求相位，得到数据符号的残余相位。

在所述获取残余相位差的步骤中，具体包括：根据公式

为数据符号的残余相位，i为数据符号序号，m为用户。

所述根据相位差获取频偏值的步骤具体包括：根据公式

f = \frac{Δ φ^{(m)}}{2 π \times 0.5 \times 10^{- 3} / 7 \times x}

在所述根据相位差获取频偏值的步骤之后，还包括：根据所述频偏值判断选择分支，并获取与所述分支对应的频偏初值；根据所述分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计。

在所述根据分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计的步骤中，具体包括：将用户m的导频位频域信道估计值H₁ ^(m)(k)、H₂ ^(m)(k)分为Q段，在每段内进行频域平滑，并对连续的N_smoothing＝M/Q个子载波上的导频位频域信道估计值进行求平均，获取平均值H_1，s ^(m)和H_2，s ^(m)；根据公式

\{\begin{matrix} {ΔΔf}_{s, ka} = \frac{&angle; ({\overset{&OverBar;}{H}}_{2, s}^{(m)}) / ({\overset{&OverBar;}{H}}_{1, s}^{(m)})}{2 π \cdot t} - Δ f_{0} + l \times 2000 \\ {ΔΔf}_{ka} = \frac{1}{Q} Σ_{s}^{Q} {ΔΔf}_{s, ka} \\ {Δf}_{ka} = {Δf}_{0} + {ΔΔf}_{ka} \end{matrix}

获取频偏估计Δf_ka，其中∠为求复数的辐角主值运算，t为两个计算相位差的子载波之间间隔的个数，Δf₀为与分支对应的频偏初值，l为使ΔΔf_s，ka∈(-1000，1000)的整数，s为组的序号，ΔΔf_s，ka和ΔΔ_fka为中间频偏值。

在所述获取平均值H_1，s ^(m)和H_2，s ^(m)的步骤中，具体包括：根据公式

{\overset{&OverBar;}{H}}_{1, s}^{(m)} = \frac{1}{N_{smooting}} Σ_{j = 1}^{N_{smoothing}} H_{1}^{(m)} ((s - 1) \times N_{smoothing} + j),

1≤s≤Q，1≤j≤N_smoothing和

{\overset{&OverBar;}{H}}_{2, s}^{(m)} = \frac{1}{N_{smooting}} Σ_{j = 1}^{N_{smoothing}} H_{2}^{(m)} ((s - 1) \times N_{smoothing} + j),

1≤s≤Q，1≤j≤N_smoothing

实施例一

本发明实施例的一种基于导频和数据的频偏估计方法如图2所示，包括以下步骤：

步骤s201，获取目标用户的导频位频域信道估计值。本实施例中，根据如下公式

H_{1}^{(m)} (k) = \frac{Y_{1}^{(m)} (k)}{X^{m} (k)},

1≤k≤M和

H_{2}^{(m)} (k) = \frac{Y_{2}^{(m)} (k)}{X^{m} (k)},

1≤k≤M

获取用户m的导频位频域信道估计值，其中H₁ ^(m)(k)为导频1的信道估计值，H₂ ^(m)(k)为导频2的信道估计值，Y₁ ^(m)(k)为导频1的频域接收序列，Y₂ ^(m)(k)为导频2的频域接收序列，X^(m)(k)为本地频域导频码，长度均为M，φ₁和φ₂分别包含导频1对应的t₁和导频2对应的t₂时刻的信道相位特性与频偏相位信息。

步骤s202，计算导频信道估计的相位。本实施例中，根据公式

φ_{h_slot_i}^{(m)} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} &angle; H_{h_slot_i}^{(m)} (k) - n \cdot \frac{π}{2}

计算导频信道估计的相位φ_h-slot-i ^(m)，其中，∠为求复数的辐角主值运算，H_h-slot-i ^(m)(k)为导频位频域信道估计值，h_slot_i＝1 or 2，n∈整数，使得

φ_{h_slot_i} &Element; (- \frac{π}{2}, \frac{π}{2}) .

步骤s203，根据所述导频信道估计的相位选择数据符号，并根据所述数据符号获取频偏引起的相位信息。本实施例中，当所述导频信道估计的相位大于0时，选择所述导频位左边的数据符号进行频偏估计，优选的用左边相邻的数据计算频偏；当所述导频信道估计的相位小于0时，选择所述导频位右边的数据符号进行频偏估计，优选的用右边相邻的数据计算频偏。

如果导频位信道估计结果的相位

φ_{h_slot_i}^{(m)} > 0,

那么将左边数据位，优选左边相邻数据位，对应到调制为符号的域，例如PUSCH(Physical Uplink SharedChannel，上行链路共享物理信道)，则需将解调数据做反傅里叶变换，并硬判，获取相位差。

如果QPSK符号是时域信号，则

{\hat{d}}_{i}^{(m)} = ifft ({\hat{s}}_{i}^{(m)});

如果QPSK符号是频域信号，则

{\hat{d}}_{i}^{(m)} = {\hat{s}}_{i}^{(m)};

解调制数据

并进行硬判决，

{\hat{b}}_{i, hard}^{(m)} = hard ({\hat{d}}_{i}^{(m)}),

“hard”表示硬判决函数；将硬判后的数据

再调制为符号

调制星座图和解调制的星座图相同。

用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭，对得到的复数值求相位，，得到数据符号的残余相位，

φ_{d_{i}}^{(m)} (k) = &angle; ({\hat{d}}_{i}^{(m)} (k) \cdot {\hat{d}}_{i, had}^{(m)} * (k));

\frac{M}{2} - L \leq k \leq \frac{M}{2} + L,

L是可以调整的参数。

步骤s204，根据所述相位信息和导频信道估计的相位，获取残余相位差。本实施例中，根据公式

为数据符号的残余相位，i为数据符号序号。

步骤s205，根据所述残余相位差获取频偏值。本实施例中，根据公式

f = \frac{Δ φ^{(m)}}{2 π \times 0.5 \times 10^{- 3} / 7 \times x}

在步骤s203中，如果导频位信道估计结果的相位

φ_{h_slot_i}^{(m)} \leq 0,

那么解调右边数据位，优选右边相邻数据位，其余过程相同。

实施例二

本发明实施例的一种基于导频和数据的频偏估计方法如图3所示，其中步骤s301～s305与实施例一中的步骤s201～s205相同。参照图3，本实施例在步骤s305之后，还包括以下步骤：

步骤s306，根据所述频偏值判断选择分支，并获取与所述分支对应的频偏初值。本实施例中，根据估计出的f对频偏进行分支选择，本实施例的一种频偏分支示意图如图4所示，f_th、-f_th是分支分界点，f₁、f₂、f₃是分支对应的频偏初值，f_th、-f_th，f₁、f₂、f₃以及分支个数都是参数，通过仿真或者外场实际环境获得。

当-f_th≤f≤f_th时，

选择分支2，Δf₀＝f₂；

当f＞f_th时，

选择分支3，Δf₀＝f₃；

当f＜-f_th时，

选择分支1，Δf₀＝f₁。

步骤s307，根据所述分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计。本实施例中，首先，对用户m的信道估计值H₁ ^(m)(k)、H₂ ^(m)(k)分为Q段，在每段内进行频域平滑。将连续的N_smoothing＝M/Q个子载波上的信道估计值进行求平均，即根据公式

{\overset{&OverBar;}{H}}_{1, s}^{(m)} = \frac{1}{N_{smoothing}} Σ_{j = 1}^{N_{smoothing}} H_{1}^{(m)} ((s - 1) \times N_{smoothing} + j),

1≤s≤Q，1≤j≤N_smoothing和

{\overset{&OverBar;}{H}}_{2, s}^{(m)} = \frac{1}{N_{smoothing}} Σ_{j = 1}^{N_{smoothing}} H_{2}^{(m)} ((s - 1) \times N_{smoothing} + j),

1≤s≤Q，1≤j≤N_smoothing

然后，将Δf₀与导频位的信道估计值H₁ ^(m)(k)、H₂ ^(m)(k)相结合进行频偏估计。用分支选择对应的初始频偏Δf₀参与当前残余频偏计算，Δf₀可以是各个接收天线分别获取，即得到Δf_0，ka，也可以是分别获取再求均值，即Δf₀：

本实施例根据公式

\{\begin{matrix} {ΔΔf}_{s, ka} = \frac{&angle; ({\overset{&OverBar;}{H}}_{2, s}^{(m)}) / ({\overset{&OverBar;}{H}}_{1, s}^{(m)})}{2 π \cdot t} - Δ f_{0} + l \times 2000 \\ {ΔΔf}_{ka} = \frac{1}{Q} Σ_{s}^{Q} {ΔΔf}_{s, ka} \\ {Δf}_{ka} = {Δf}_{0} + {ΔΔf}_{ka} \end{matrix}

获取频偏估计Δf_ka，其中∠为求复数的辐角主值运算(即求相位)，t为两个计算相位差的子载波之间间隔的个数，Δf₀为与分支对应的频偏初值，l为使ΔΔf_s，ka∈(-1000，1000)的整数，s为组的序号，ΔΔf_s，ka和ΔΔf_ka为中间频偏值。

实施例三

本发明实施例的一种基于导频和数据的频偏估计装置的结构如图5所示，包括导频位频域信道估计值获取单元、导频信道估计的相位获取单元、相位信息获取单元、残余相位差获取单元、频偏值获取单元、频偏初值获取单元和频偏估计单元。其中导频信道估计的相位获取单元分别与导频位频域信道估计值获取单元、相位信息获取单元和残余相位差获取单元连接，残余相位差获取单元分别与相位信息获取单元和频偏值获取单元连接，频偏初值获取单元分别与频偏值获取单元和频偏估计单元连接。

导频位频域信道估计值获取单元用于获取目标用户的导频位频域信道估计值；导频信道估计的相位获取单元用于计算导频信道估计的相位；相位信息获取单元用于根据所述导频信道估计的相位选择数据符号，并根据所述数据符号获取频偏引起的相位信息；残余相位差获取单元用于根据所述相位信息和导频信道估计的相位，获取残余相位差；频偏值获取单元，用于根据所述残余相位差获取频偏值；频偏初值获取单元用于根据所述频偏值获取单元获取的频偏值判断选择分支，并获取与所述分支对应的频偏初值；频偏估计单元用于根据所述分支对应的频偏初值结合导频进行频偏估计。

本发明根据导频和数据OFDM符号之间的相位差来估计频偏初值范围，再用估计出的频偏初值范围结合导频估计频偏值，从而提高接收机性能频偏估计能力，可以有效地估计基站和终端之间的相对频偏，降低OFDM***由于对子载波正交性破坏所带来的干扰，提高接收机对频偏的估计和补偿范围，由于使用了分支选择方法，因此大大的增加基站和终端进行频偏估计的能力范围，本发明使接收机能准确的、稳定的进行频偏校正。尤其是高速移动环境链路中存在大频偏时，能较准确的估计***中存在的频偏值，为通信服务质量提供了可靠的保障。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。