CN106230762B - 多普勒频偏估计方法和*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多普勒频偏估计方法和***，先对原始基带信号进行分组，再对各组基带信号组分别进行快速傅里叶变换和平滑滤波处理，获得各第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行叠加处理，获得第二信号频谱序列，获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并确定通带范围内的幅值中心点，进而获取原始基带信号的载波频率的估计值，再根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。本发明主要是对信号载波频谱进行估计，与调制样式和符号速率无关，因而不受调制样式的限制，应用范围广，而且还不受符号速率的限制，扩大了频偏估计范围。

Description

多普勒频偏估计方法和***

技术领域

本发明涉及数字通信技术领域，特别是涉及一种多普勒频偏估计方法和***。

背景技术

在目前的数字通信***中，由于收发端***晶振的稳定度和精确度不可能完全相同，加上收发终端相对运动产生的多普勒频移等因素，都会造成接收端信号和发送端信号的载波频率不可能完全相同，即存在一定的偏差。因而对于通信***的接收端，频偏估计与补偿模块是非常重要的组成部分。

在目前常见的数字通信***中，根据是否有已知数据辅助做频偏估计将频偏估计算法分为数据辅助(Data-Aided，DA)和非数据辅助(Non-Data-Aided，NDA)两大类。在非数据辅助的频偏估计算法中，往往数据流中没有***已知数据段供接收端进行利用，甚至于接收端都不知道接收信号的调制类型等相关参数，这时候就给频偏估计带来了相当大的困难。

对于低符号速率的通信***，经常会遇到频偏超过符号速率的情况，如终端快速移动的低符号速率卫星通信***，***的多普勒频移及多普勒频移加速度会短时间内急剧增大，导致在很短时间内***频偏超过***的符号速率，导致通信***的性能急剧恶化。

发明内容

基于此，有必要针对在无法确定接收信号的调制类型时无法准确进行频偏估计以及频偏估计收***符号速率限制的问题，提供一种多普勒频偏估计方法和***。

一种多普勒频偏估计方法，包括以下步骤：

获取数字通信***信道中的原始基带信号，根据预设的快速傅里叶变换点数对原始基带信号进行分组，获得各基带信号组，其中，每组基带信号组的基带信号的符号个数为预设的快速傅里叶变换点数；

对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得各组基带信号组对应的各组离散频谱序列；

对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理，获得各组离散频谱序列对应的各组第一信号频谱序列；

在各组第一信号频谱序列中选取预设组数的第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理，获得第二信号频谱序列；

获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并获取通带范围内的幅值中心点；

获取原始基带信号的符号周期，根据幅值中心点、预设的快速傅里叶变换点数和符号周期获取原始基带信号的载波频率的估计值；

获取原始基带信号的载波频率的真实值，根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。

一种多普勒频偏估计***，包括以下单元：

分组单元，用于获取数字通信***信道中的原始基带信号，根据预设的快速傅里叶变换点数对原始基带信号进行分组，获得各基带信号组，其中，每组基带信号组的基带信号的符号个数为预设的快速傅里叶变换点数；

频谱处理单元，用于对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得各组基带信号组对应的各组离散频谱序列；

平滑滤波处理单元，用于对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理，获得各组离散频谱序列对应的各组第一信号频谱序列；

叠加处理单元，用于在各组第一信号频谱序列中选取预设组数的第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理，获得第二信号频谱序列；

通带处理单元，用于获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并获取通带范围内的幅值中心点；

第一估计单元，用于获取原始基带信号的符号周期，根据幅值中心点、预设的快速傅里叶变换点数和符号周期获取原始基带信号的载波频率的估计值；

第二估计单元，用于获取原始基带信号的载波频率的真实值，根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。

根据上述本发明的多普勒频偏估计方法和***，其是先对原始基带信号进行分组，再对各组基带信号组分别进行快速傅里叶变换和平滑滤波处理，获得各第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行叠加处理，获得第二信号频谱序列，获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并确定通带范围内的幅值中心点，进而获取原始基带信号的载波频率的估计值，再根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。本发明的多普勒频偏估计方法和***主要是对信号载波频谱进行估计，与信号调制样式和***符号速率无关，因而不受信号调制样式的限制，应用范围广，而且还不受***符号速率的限制，扩大了频偏估计范围。

附图说明

图1为其中一个实施例的多普勒频偏估计方法的流程示意图；

图2为其中一个实施例的基带信号的原始信号频谱示意图；

图3为其中一个实施例的经过平滑滤波后的第一信号频谱示意图；

图4为其中一个实施例的多普勒频偏估计***的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式仅仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围。

参见图1所示，为本发明一个实施例中多普勒频偏估计方法的流程示意图。该实施例中的多普勒频偏估计方法，包括以下步骤：

步骤S101：获取数字通信***信道中的原始基带信号，根据预设的快速傅里叶变换点数对原始基带信号进行分组，获得各基带信号组，其中，每组基带信号组的基带信号的符号个数为预设的快速傅里叶变换点数；

本步骤主要是对原始基带信号进行分组，进行分组对原始基带信号的性质不产生影响，而且还便于后续的处理过程；

步骤S102：对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得各组基带信号组对应的各组离散频谱序列；

在本步骤中，是对每组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得对应每组基带信号组的离散频谱序列，这一过程完成了基带信号从时域信号到频域信号的转换；

步骤S103：对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理，获得各组离散频谱序列对应的各组第一信号频谱序列；

步骤S104：在各组第一信号频谱序列中选取预设组数的第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理，获得第二信号频谱序列；

在本步骤中，数据叠加处理将预设组数的第一信号频谱序列整合成一个第二信号频谱序列；

步骤S105：获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并获取通带范围内的幅值中心点；

在本步骤中，目标点和幅值中心点均包括频谱幅值和频谱位置信息，频谱幅值对应于频谱的纵坐标，频谱位置对应于频谱的横坐标；

步骤S106：获取原始基带信号的符号周期，根据幅值中心点、预设的快速傅里叶变换点数和符号周期获取原始基带信号的载波频率的估计值；

步骤S107：获取原始基带信号的载波频率的真实值，根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。

在本实施例中，先对原始基带信号进行分组，再对各组基带信号组分别进行快速傅里叶变换和平滑滤波处理，获得各第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行叠加处理，获得第二信号频谱序列，获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并确定通带范围内的幅值中心点，进而获取原始基带信号的载波频率的估计值，再根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。本发明的多普勒频偏估计方法和***主要是对信号载波频谱进行估计，与信号调制样式和***符号速率无关，因而不受信号调制样式的限制，应用范围广，而且还不受***符号速率的限制，扩大了频偏估计范围。

优选的，对原始基带信号进行分组时，当原始基带信号的符号个数不是快速傅里叶变换点数的整数倍时，在原始基带信号的尾部删减若干符号，使删减后的原始基带信号的符号个数为快速傅里叶变换点数的整数倍，由于每个基带信号组可以体现原始基带信号的频率特性，因此，删减原始基带信号的尾部部分符号对多普勒频偏估计不会产生影响。

在其中一个实施例中，对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换的步骤包括以下步骤：

根据对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换；

式中，R(i)表示离散频谱序列，N_fft表示预设的快速傅里叶变换点数，r(n)表示基带信号组中的基带信号的时域序列，i表示快速傅里叶变换点，T表示原始基带信号的符号周期。

在本实施例中，由于各组基带信号组中的基带信号的符号个数为预设的快速傅里叶变换点数，因此，根据上述快速傅里叶变换公式可以非常方便地计算得到离散频谱序列。

在其中一个实施例中，对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理的步骤包括以下步骤：

根据对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理；

式中，R’(k)表示第一信号频谱序列，W表示平滑滤波的长度，R(i)表示离散频谱序列，i表示快速傅里叶变换点。

在本实施例中，使用平滑滤波处理可以使频谱序列变得更加清晰光滑，通过使用平滑处理可以在低信噪比情况下很好地改善信号的频谱图。

以下以具体实例来说明平滑滤波处理的作用，假设信号为QPSK(QuadraturePhase Shift Keyin，简称QPSK，正交相移键控)信号，设置信噪比为-6dB，得到的原始信号频谱和平滑滤波后的信号频谱分别如图2和图3所示，从图中可以明显地看出平滑滤波后的信号频谱清晰可见，而原始信号的频谱则淹没在噪声中难以辨认。

在其中一个实施例中，对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理的步骤包括以下步骤：

根据对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理；

式中，R_m(k)表示第二信号频谱序列，L表示预设组数，R_j’(k)表示第j组第一信号频谱序列。

在本实施例中，虽然对接收信号做平滑滤波处理可以明显改善信号频谱的光滑程度，但是由于在低信噪比下，噪声幅度的波动较大，因而使用一组第一信号频谱序列做频偏估计往往有很大的跳动，将多组第一信号频谱序列进行数据叠加处理，如此可以减小噪声幅度的波动，有效提高频偏估计的稳定度和精确度。L代表的预设组数是可以调节的，通过调节L可以改善频偏估计的精度，预设组数的第一信号频谱序列在各组第一信号频谱序列中是随机选取的。

在其中一个实施例中，得到稳定清晰的第二信号频谱序列R_m(k)后，获取第二信号频谱序列中的最大幅值点，即目标点，该目标点的频谱位置为k_max，频谱幅值为R_m(k_max)，其中，根据公式可以快速搜索到目标点。

在其中一个实施例中，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围的步骤包括以下步骤：

根据确定第二信号频谱序列的通带范围；

式中，k_max表示目标点的频谱位置，R_m(k_max)表示目标点的频谱幅值、k₁和k₂表示通带范围的两个端点的频谱位置，k₁≤k’≤k₂，k’表示通带范围内的各点频谱位置，R_m(k₁)和R_m(k₂)表示通带范围的两个端点的频谱幅值，R_m(k’)表示通带范围内的各点的频谱幅值。

在本实施例中，是根据上述公式来确定通带范围的，在频谱中，频谱幅度的单位为dB，通带范围一般为峰值功率与一半峰值功率之间的频谱范围，转换成频谱幅值就是与最大幅值相差3dB以内，因此，根据上述公式可以确定通带范围的两个端点，从而确定通带范围。

在其中一个实施例中，获取通带范围内的幅值中心点的步骤包括以下步骤：

根据获取通带范围内的幅值中心点的频谱位置，式中，表示幅值中心点的频谱位置，k’表示通带范围内的各点的频谱位置，R_m(k’)表示通带范围内的各点的频谱幅值。

在本实施例中，在确定通带范围后，根据通带范围内各点的频谱位置和频谱幅值可以确定幅值中心点的位置，依据公式确定的幅值中心点可以反映频谱通带的性质。

在其中一个实施例中，根据幅值中心点、快速傅里叶变换点数和符号周期获取原始基带信号的载波频率的估计值的步骤包括以下步骤：

根据获取原始基带信号的载波频率的估计值，式中，表示原始基带信号的载波频率的估计值，表示幅值中心点的频谱位置，T表示原始基带信号的符号周期，N_fft表示预设的快速傅里叶变换点数。

在本实施例中，根据公式可以获得原始基带信号的载波频率的估计值，由于快速傅里叶变换点数和原始基带信号的符号周期一般都不会有偏差，因此载波频率的估计值的精度与幅值中心点的频谱位置有关，也就是幅值中心点的位置精度有关；经过平滑滤波和数据叠加使得频谱更加稳定与精确，得到的幅值中心点的位置精度高，而幅值中心点的位置精度就决定了载波频率的估计值的精度，因而载波频率的精度也高。

在其中一个实施例中，根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值的步骤包括以下步骤：

根据获取多普勒频偏估计值，式中，表示多普勒频偏估计值，表示原始基带信号的载波频率的估计值，f_c表示原始基带信号的载波频率的真实值。

在本实施例中，多普勒频偏估计值就是原始基带信号的载波频率的估计值与原始基带信号的载波频率的真实值之间的差值，在获得原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值后，将两者相减就可以快速得到多普勒频偏估计值。

在其中一个实施例中，数字通信***信道为加性高斯白噪声信道，基带信号组中的基带信号的时域序列的表达式为：

式中，r(n)表示基带信号组中的基带信号的时域序列，a_i表示基带信号组中的基带信号映射点，A表示基带信号组中的基带信号的幅度，N表示基带信号组中的基带信号的符号个数，T表示原始基带信号的符号周期，N_s表示码元个数，T_b表示码元的宽度，g表示脉冲成型函数，脉冲成型函数持续的时间长度是T_b，f_c表示原始基带信号的载波频率的真实值，f_e表示原始基带信号的多普勒频偏的真实值，θ_c表示原始基带信号的载波初始相位，θ_e表示原始基带信号的载波相位偏差，w(n)表示加性高斯白噪声信号。

在本实施例中，基带信号组中的基带信号的时域序列的表达式中的f_e表示真实的频率偏差，θ_e表示基带信号的载波相位偏差，从表达式可以看出，w(n)是加性高斯白噪声信号，其频谱曲线是一条恒定值的直线，而载频项多出了频率偏差f_e，体现在离散频谱图上就是频谱整体偏移了f_e，利用这个信息，只需要找出接收信号频谱的整体频移量就可以确定收发端的载波偏差f_e，这就是本发明多普勒频偏估计的基本原理。

本发明的多普勒频偏估计方法可以应用于低信噪比下低符号速率***的多普勒频偏估计，其中使用平滑滤波使得在低信噪比下信号频谱在噪声中浮现出来，使用多组数据叠加方法使得频谱更加稳定与精确，而后通过清晰稳定的频谱估计出***的频偏。由于该方法采用了频谱平滑滤波和多组数据叠加处理，使得本方法可以在很低的信噪比下仍然正常工作，从而不必担心接收信号信噪比的门限效应。由于该方法是对信号载波频谱进行估计，与信号调制样式和***符号速率无关，因而该频偏估计方法不受信号调制样式和***符号速率的限制。另外，该方法的计算复杂度适中，因而该方法可以广泛应用在实际工程中。

根据上述多普勒频偏估计方法，本发明还提供一种多普勒频偏估计***，以下就本发明的多普勒频偏估计***的实施例进行详细说明。

参见图4所示，为本发明一个实施例中多普勒频偏估计***的结构示意图。该实施例中的多普勒频偏估计***包括以下单元：

分组单元210，用于获取数字通信***信道中的原始基带信号，根据预设的快速傅里叶变换点数对原始基带信号进行分组，获得各基带信号组，其中，每组基带信号组的基带信号的符号个数为预设的快速傅里叶变换点数；

频谱处理单元220，用于对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得各组基带信号组对应的各组离散频谱序列；

平滑滤波处理单元230，用于对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理，获得各组离散频谱序列对应的各组第一信号频谱序列；

叠加处理单元240，用于在各组第一信号频谱序列中选取预设组数的第一信号频谱序列，对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理，获得第二信号频谱序列；

通带处理单元250，用于获取第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据目标点确定第二信号频谱序列的通带范围，并获取通带范围内的幅值中心点；

第一估计单元260，用于获取原始基带信号的符号周期，根据幅值中心点、预设的快速傅里叶变换点数和符号周期获取原始基带信号的载波频率的估计值；

第二估计单元270，用于获取原始基带信号的载波频率的真实值，根据原始基带信号的载波频率的估计值和原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值。

在其中一个实施例中，频谱处理单元220根据对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换；

式中，R(i)表示离散频谱序列，N_fft表示预设的快速傅里叶变换点数，r(n)表示基带信号组中的基带信号的时域序列，i表示快速傅里叶变换点，T表示原始基带信号的符号周期。

在其中一个实施例中，平滑滤波处理单元230根据对各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理；

式中，R’(k)表示第一信号频谱序列，W表示平滑滤波的长度，R(i)表示离散频谱序列，i表示快速傅里叶变换点。

在其中一个实施例中，叠加处理单元240根据对预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理；

式中，R_m(k)表示第二信号频谱序列，L表示预设组数，R_j’(k)表示第j组第一信号频谱序列。

在其中一个实施例中，通带处理单元250根据

确定第二信号频谱序列的通带范围；

式中，k_max表示目标点的频谱位置，R_m(k_max)表示目标点的频谱幅值、k₁和k₂表示通带范围的两个端点的频谱位置，k₁≤k’≤k₂，k’表示通带范围内的各点频谱位置，R_m(k₁)和R_m(k₂)表示通带范围的两个端点的频谱幅值，R_m(k’)表示通带范围内的各点的频谱幅值。

在其中一个实施例中，通带处理单元250根据获取通带范围内的幅值中心点的频谱位置，式中，表示幅值中心点的频谱位置，k’表示通带范围内的各点的频谱位置，R_m(k’)表示通带范围内的各点的频谱幅值。

在其中一个实施例中，第一估计单元260根据获取原始基带信号的载波频率的估计值，式中，表示原始基带信号的载波频率的估计值，表示幅值中心点的频谱位置，T表示原始基带信号的符号周期，N_fft表示预设的快速傅里叶变换点数。

在其中一个实施例中，第二估计单元270根据获取多普勒频偏估计值，式中，表示多普勒频偏估计值，表示原始基带信号的载波频率的估计值，f_c表示原始基带信号的载波频率的真实值。

本发明的多普勒频偏估计***与本发明的多普勒频偏估计方法一一对应，在上述多普勒频偏估计方法的实施例阐述的技术特征及其有益效果均适用于多普勒频偏估计***的实施例中。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种多普勒频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

获取数字通信***信道中的原始基带信号，根据预设的快速傅里叶变换点数对所述原始基带信号进行分组，获得各基带信号组，其中，每组基带信号组的基带信号的符号个数为所述预设的快速傅里叶变换点数；

对所述各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得所述各组基带信号组对应的各组离散频谱序列；

对所述各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理，获得所述各组离散频谱序列对应的各组第一信号频谱序列；

在所述各组第一信号频谱序列中选取预设组数的第一信号频谱序列，对所述预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理，获得第二信号频谱序列；

获取所述第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据所述目标点确定所述第二信号频谱序列的通带范围，并获取所述通带范围内的幅值中心点；

获取所述原始基带信号的符号周期，根据所述幅值中心点、所述预设的快速傅里叶变换点数和所述符号周期获取所述原始基带信号的载波频率的估计值；

获取所述原始基带信号的载波频率的真实值，根据所述原始基带信号的载波频率的估计值和所述原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值；

所述根据所述目标点确定所述第二信号频谱序列的通带范围的步骤包括以下步骤：

根据确定所述第二信号频谱序列的通带范围；

式中，k_max表示所述目标点的频谱位置，R_m(k_max)表示所述目标点的频谱幅值、k₁和k₂表示所述通带范围的两个端点的频谱位置，k₁≤k′≤k₂，k’表示所述通带范围内的各点频谱位置，R_m(k₁)和R_m(k₂)表示所述通带范围的两个端点的频谱幅值，R_m(k’)表示所述通带范围内的各点的频谱幅值。

2.根据权利要求1所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述对所述各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换的步骤包括以下步骤：

根据对所述各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换；

式中，R(i)表示所述离散频谱序列，N_fft表示所述预设的快速傅里叶变换点数，r(n)表示所述基带信号组中的基带信号的时域序列，i表示快速傅里叶变换点，T表示所述原始基带信号的符号周期。

3.根据权利要求1所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述对所述各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理的步骤包括以下步骤：

根据对所述各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理；

式中，R’(k)表示所述第一信号频谱序列，W表示平滑滤波的长度，R(i)表示所述离散频谱序列，i表示快速傅里叶变换点。

4.根据权利要求1所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述对所述预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理的步骤包括以下步骤：

根据对所述预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理；

式中，R_m(k)表示所述第二信号频谱序列，L表示所述预设组数，R_j’(k)表示第j组第一信号频谱序列。

5.根据权利要求1所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述获取所述通带范围内的幅值中心点的步骤包括以下步骤：

根据获取所述通带范围内的幅值中心点的频谱位置，式中，表示所述幅值中心点的频谱位置，k’表示所述通带范围内的各点的频谱位置，R_m(k’)表示所述通带范围内的各点的频谱幅值。

6.根据权利要求1所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述幅值中心点、所述快速傅里叶变换点数和所述符号周期获取所述原始基带信号的载波频率的估计值的步骤包括以下步骤：

根据获取所述原始基带信号的载波频率的估计值，式中，表示所述原始基带信号的载波频率的估计值，表示所述幅值中心点的频谱位置，T表示所述原始基带信号的符号周期，N_fft表示所述预设的快速傅里叶变换点数。

7.根据权利要求1所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述原始基带信号的载波频率的估计值和所述原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值的步骤包括以下步骤：

根据获取所述多普勒频偏估计值，式中，表示所述多普勒频偏估计值，表示所述原始基带信号的载波频率的估计值，f_c表示所述原始基带信号的载波频率的真实值。

8.根据权利要求1至7中任意一项所述的多普勒频偏估计方法，其特征在于，所述数字通信***信道为加性高斯白噪声信道，基带信号组中的基带信号的时域序列的表达式为：

式中，r(n)表示基带信号组中的基带信号的时域序列，a_i表示基带信号组中的基带信号映射点，A表示基带信号组中的基带信号的幅度，N表示基带信号组中的基带信号的符号个数，T表示原始基带信号的符号周期，N_s表示码元个数，T_b表示码元的宽度，g表示脉冲成型函数，脉冲成型函数持续的时间长度是T_b，f_c表示原始基带信号的载波频率的真实值，f_e表示原始基带信号的多普勒频偏的真实值，θ_c表示原始基带信号的载波初始相位，θ_e表示原始基带信号的载波相位偏差，w(n)表示加性高斯白噪声信号。

9.一种多普勒频偏估计***，其特征在于，包括以下单元：

分组单元，用于获取数字通信***信道中的原始基带信号，根据预设的快速傅里叶变换点数对所述原始基带信号进行分组，获得各基带信号组，其中，每组基带信号组的基带信号的符号个数为所述预设的快速傅里叶变换点数；

频谱处理单元，用于对所述各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换，获得所述各组基带信号组对应的各组离散频谱序列；

平滑滤波处理单元，用于对所述各组离散频谱序列分别进行平滑滤波处理，获得所述各组离散频谱序列对应的各组第一信号频谱序列；

叠加处理单元，用于在所述各组第一信号频谱序列中选取预设组数的第一信号频谱序列，对所述预设组数的第一信号频谱序列进行数据叠加处理，获得第二信号频谱序列；

通带处理单元，用于获取所述第二信号频谱序列中幅值最大的目标点，根据所述目标点确定所述第二信号频谱序列的通带范围，并获取所述通带范围内的幅值中心点；

第一估计单元，用于获取所述原始基带信号的符号周期，根据所述幅值中心点、所述预设的快速傅里叶变换点数和所述符号周期获取所述原始基带信号的载波频率的估计值；

第二估计单元，用于获取所述原始基带信号的载波频率的真实值，根据所述原始基带信号的载波频率的估计值和所述原始基带信号的载波频率的真实值获取多普勒频偏估计值；

所述通带处理单元根据确定第二信号频谱序列的通带范围；

式中，k_max表示目标点的频谱位置，R_m(k_max)表示目标点的频谱幅值、k₁和k₂表示通带范围的两个端点的频谱位置，k₁≤k’≤k₂，k’表示通带范围内的各点频谱位置，R_m(k₁)和R_m(k₂)表示通带范围的两个端点的频谱幅值，R_m(k’)表示通带范围内的各点的频谱幅值。

10.根据权利要求9所述的多普勒频偏估计***，其特征在于，所述频谱处理单元根据对各组基带信号组中的基带信号分别进行快速傅里叶变换；

式中，R(i)表示离散频谱序列，N_fft表示预设的快速傅里叶变换点数，r(n)表示基带信号组中的基带信号的时域序列，i表示快速傅里叶变换点，T表示原始基带信号的符号周期。