CN101929834B - 旋转角检测装置以及转速检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种旋转角检测装置以及转速检测装置，通过使旋转轴以一定速度旋转从而对旋转角检测装置进行电气校正，由此提供测量精度高的旋转角检测装置。据此，解决在采用了磁阻元件的旋转角检测装置中，难以机械地使检测旋转角的旋转轴的基准位置和磁阻元件的位置精度良好地匹配的课题。

Description

旋转角检测装置以及转速检测装置

技术领域

本发明涉及一种采用磁阻效应元件(以后称为MR(Magnetoresistive)元件)而构成的旋转角检测装置。

背景技术

这种采用了MR元件的旋转角检测装置通过例如以下的专利文献1等而被已知。

磁阻效应元件(MR元件)中，已知有各向异性磁阻效应元件(Anisotropic Magnetoresistance，以下称为“AMR元件”)和巨磁阻效应元件(Giant Magnetoresistance，以下称为“GMR元件”)等。以下，以采用了GMR元件的磁场检测装置为例，记述现有技术的概要。

在图2中示出GMR元件的基本结构。GMR元件采用的结构是：具有第1磁性层(固定磁性层或钉住磁性层)和第2磁性层(自由磁性层)、并在两个磁性层之间夹着非磁性层(隔离层)。对GMR元件施加外部磁场时，固定磁性层的磁化方向不发生变化而保持固定，与此相对，自由磁性层的磁化方向20根据外部磁场的方向而发生变化。

在GMR元件的两端施加电压时流过与元件电阻相应的电流，而该元件电阻的大小依据固定磁性层的磁化方向θ_p与自由磁性层的磁化方向θ_f之差Δθ＝θ_f-θ_p而变化。因此，若固定磁性层的磁化方向θ_p为已知，则通过利用该性质来测量GMR元件的电阻值，从而能够检测自由磁性层的磁化方向θ_f、即外部磁场的方向。

GMR元件的电阻值根据Δθ＝θ_f-θ_p发生变化的原理如下所述。

薄膜磁性膜中的磁化方向与磁性体中电子的自旋(spin)方向有关。因此，在Δθ＝0的情况下，自由磁性层中的电子和固定磁性层的电子中，自旋的方向是同一方向的电子的比例高。相反在Δθ＝180°的情况下，二者的磁性层中的电子，自旋的方向相反的电子的比例高。

图3是示意性示出自由磁性层11、隔离层12、固定磁性层13的截面的图。自由磁性层11以及固定磁性层13中的箭头示意性地表示多数电子的自旋方向。图3(a)是Δθ＝0的情况，自由磁性层11和固定磁性层13的自旋方向一致。图3(b)是Δθ＝180°的情况，自由磁性层11和固定磁性层13的自旋方向相反。在(a)的θ＝0的情况下，从固定磁性层13射出的向右自旋的电子，即使在自由磁性层11中也是相同朝向的电子占多数，所以在自由磁性层11中的散射少，通过如电子轨迹810那样的轨迹。另一方面，在(b)的Δθ＝180°的情况下，从固定磁性层13射出的向右自旋的电子，进入自由磁性层11时反向自旋的电子较多，所以受到较强地散射，通过如电子轨迹810那样的轨迹。如此，在Δθ＝180°的情况下，因为电子散射增加，所以电阻增加。

在Δθ＝0～180°的中间时，成为图3(a)、(b)的中间的状态。已知GMR元件的电阻值如下式：

【数1】

$R=R_0^{\′}+\frac{G}{2}(1-\cos \mathrm{\Δ\θ})=R_0-\frac{G}{2}\cos \mathrm{\Δ\θ}$ …(数1)。

G/R称为GMR系数，为几％～几10％。

如上所述，通过电子自旋的方向，能够控制电流的流动方式(即电阻)，所以GMR元件也被称为自旋阀元件。

此外，在膜厚较薄的磁性膜(薄膜磁性膜)中，面的法线方向的反磁场系数非常大，所以磁化矢量不能站在法线方向(膜厚方向)上，而横于面内。因为构成GMR元件的自由磁性层11、固定磁性层13都十分薄，所以各自的磁化矢量横于面内方向。

在磁场检测装置中，如图4所示，使用4个GMR元件R₁(51-1)～R₄(51-4)构成惠斯通电桥(Wheatstone bridge)。这里，将R₁(51-1)、R₃(51-3)的固定磁性层的磁化方向设定为θ_p＝0，将R₂、R₄的固定磁化层的磁化方向设定为θ_p＝180°。自由磁性层的磁化方向θ_f由外部磁场决定，所以由于在4个GMR元件相同，Δθ₂＝θ_f-θ_p2＝θ_f-θ_p1-π＝Δθ₁+π的关系成立。这里，Δθ₁以θ_p＝0为基准，所以替换为Δθ₁＝θ。因此，由(数1)式可知，对于R1、R3(n＝1，3)成为：

【数2】

$R_n=R_{n0}+\frac{G}{2}(1-\cos \mathrm{\θ})$ …(数2)；

对于R2、R4(n＝2，4)成为：

【数3】

$R_n=R_{n0}+\frac{G}{2}(1-\cos \mathrm{\θ})$ …(数3)。

对图4的桥式电路施加了励磁电压e0时的端子1、2间的差电压Δv＝v₂-v₁成为下式：

【数4】

$\mathrm{\Δv}=\frac{R_1{R}_3-R_2{R}_4}{(R_1+R_4)(R_2+R_3)}{e}_0$ …(数4)

其中代入(数2)、(数3)式，对于n＝1～4假设Rn0相等，并设R0＝R_n0，则成为：

【数5】

$\mathrm{\Δv}=\frac{-e_{0}G\cos \mathrm{\θ}}{2R_0}$ …(数5)。

如此，信号电压Δv与cosθ成比例，所以能够检测磁场的方向θ。

这样，磁阻元件具有直接检测磁场方向的特征。

作为旋转角检测装置，有采用旋转变压器(resolver)的装置，例如记载在特开2008-11661号公报(专利文献2)中。旋转变压器如专利文献2中所述，检测定子线圈～转子铁芯～定子线圈的路径的电感的变化。通过适当地设定转子铁芯的形状，转子铁芯和定子的气隙长根据转子旋转角而发生变化，从而电感变化。即，通过测定该电感变化，来测定转子铁芯的旋转角。

如此以旋转变压器为代表的电感检测型旋转角传感器中，气隙的精度影响角度测量精度，所以要求高精度的制造精度以及组装精度。

此外，具有转子轴***且旋转变压器也变大、成本也增大的课题。

与此相对，GMR元件等的磁阻元件，元件尺寸是几mm角左右以下的大小，小型、轻量。此外，磁阻元件为了检测磁场的方向，即使转子轴***，也能够使用小型的传感器。

因此，在想要构成小型的旋转检测装置的情况下，具有能够实现更小型且轻量的装置的特征。此外，例如在想要控制大型的电动机的情况下，具有能够提供廉价的旋转角检测装置的特征。

【专利文献1】专利公报第3799270号公报

【专利文献2】特开2008-11661号公报

【专利文献3】特开2008-151774号公报

在采用了磁阻效应元件的以往的旋转角检测装置中，具有在安装传感器时机械的对位困难的课题。

在以往的旋转角检测装置中，具有如下课题：在进行电气校正时，需要准备并连接校正用的致动器-编码器。

因此，具有如下课题：在***中组入旋转角检测装置之后，难以进行校正。因此，具有如下课题：更换在***中组入的旋转角检测装置时难以校正，实质上难以进行旋转角检测装置的更换。

在以往的旋转角检测装置中，具有如下课题：在旋转角检测装置的附近存在磁性体或高导磁率材料时，有旋转角的测量精度恶化的情况。

在以往的旋转角检测装置中，具有如下课题：由于在旋转角检测装置的附近存在磁性体或高导磁率材料而磁场分布变得复杂时，不能充分地进行补正。

在以往的旋转角检测装置中，具有如下课题：尤其在防水构造的情况下，磁场传感器的信号布线的取出部的结构变得复杂，组装变得复杂。

在以往的旋转角检测装置中，具有如下课题：根据磁场传感器的输出信号计算角度时需要时间，高速旋转时的转速计算不能充分地对应。

发明内容

本发明为了解决上述课题而作，提供一种不利用校正用编码器而电气地进行旋转角检测装置的补正的装置。

由此，搭载在汽车等的***中后，能够仅更换传感器部分。这是因为，在更换后，旋转角检测装置本身能够进行校正。

若简单地说明本发明中的具有代表性的装置的概要，则如下所述。

一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，所述旋转角检测装置具有补正工序，在所述补正工序中，通过所述电动机使所述旋转轴以转速的时间变化率已知的速度旋转1周以上，从而进行所述角度信号的补正。

一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，所述框体壳体部的材料是磁化率为0.01以下的材料，所述旋转角检测装置具有补正工序，在所述补正工序中，通过所述电动机使所述旋转轴以转速的时间变化率已知的速度旋转1周以上，从而进行所述角度信号的补正。

一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，所述框体壳体部的材料是磁化率为0.01以下的材料，用遮蔽板覆盖所述框体壳体部和所述磁场传感器，所述遮蔽板是磁化率1000以上的材料。

一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，所述框体壳体部是磁化率为0.01以下的金属材料，所述框体壳体部中位于所述磁铁和所述磁场传感器之间的部分的厚度t(m)满足以下的关系式：

$t\≤257\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_{p}f(1+\mathrm{\χ})}}$

其中，N_p是所述磁铁的着磁极数除以2所得的值、f(Hz)是所述旋转轴的最高旋转频率、x是所述框体壳体部材料的磁化率、ρ是所述框体壳体部材料的电阻率ρ(Ωm)。

一种转速检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁和输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器，输出所述旋转轴的转速作为速度信号，所述转速检测装置的特征在于，所述磁场传感器具有：输出与所述旋转轴的旋转角度的余弦成比例的第1信号的第1桥、和输出与所述旋转角度的正弦成比例的第2信号的第2桥，根据所述第1信号的时间微分与所述第2信号之比，计算所述速度信号。

一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁和输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，所述磁场传感器具有：输出与所述旋转轴的旋转角度的余弦成比例的第1信号的第1桥、和输出与所述旋转角度的正弦成比例的第2信号的第2桥，将所述第1信号的时间微分与所述第2信号之比作为第1中间信号，将所述第2信号的时间微分与所述第1信号之比作为第2中间信号，在所述第1中间信号和所述第2中间信号的差超过预先设定的范围时，输出障碍探测信号。

(发明效果)

如以上所述，根据本发明，能够不利用校正用的致动器-编码器而进行旋转角检测装置的校正。

据此，搭载在汽车等***中后，可以仅更换传感器部分。这是因为，在更换后，利用旋转角检测装置本身可以校正。

根据本发明，即使在旋转角检测装置的周边配置了磁性体或高导磁率材料的***中，也能够进行高精度的角度测量。

根据本发明，能够实现即使是高速的转速也能够追随的响应速度优异的转速检测装置。

根据本发明，通过在旋转角检测装置或转速检测装置中产生了异常时，产生错误探测信号，从而能够提高可靠性。

附图说明

图1是表示本发明的第5实施例的旋转角检测装置的结构的剖面图。

图2是示意性表示巨磁阻元件的结构的图。

图3是示意性说明在巨磁阻元件中的电子的举动的图。

图4是示意性表示本发明的第1实施例的旋转角检测装置中所用的磁场传感器内的传感桥路的图。

图5是表示本发明的第1实施例的旋转角检测装置的结构的剖面图。

图6是说明磁场传感器的大小和设置偏差的关系的示意图。

图7是表示磁场角度和转子角度的关系的图。

图8是表示磁场角度和转子角度的偏差量δ的图。

图9是示意性表示传感器磁铁的外侧的磁场方向的图。

图10是表示本发明的第1实施例中的磁场传感器的偏移(offset)调整方法的图。

图11是说明本发明的第1实施例中的角度原点的调整方法的图。

图12是示意性表示制作参照表的方法的图。

图13是表示以一定速度旋转时的时间和旋转角的关系的图。

图14是表示设置了本发明的旋转角度检测装置的***内的角度坐标的图。

图15是表示本发明的第5实施例的旋转角检测装置的结构的剖面图。

图16是表示旋转轴的旋转频率和磁场透过率的关系的图。

图17是表示本发明的第7实施例中的旋转角检测装置的结构的剖面图。

图18是表示本发明的第7实施例中的旋转角检测装置的结构的侧视图。

图19是表示本发明的第8实施例中的旋转角检测装置的结构的剖面图。

图20是表示本发明的第8实施例中的旋转角检测装置的结构的侧视图。

图21是表示本发明的第9实施例中的转速检测装置的结构的剖面图。

图22是表示本发明的第9实施例中的转速检测装置的信号处理算法的图。

图23是表示本发明的第10实施例中的转速检测装置的信号处理算法的图。

图24是表示本发明的第1实施例中的传感器元件部的结构的示意图。

图25是表示本发明的第1实施例中的磁场传感器的结构的图。

图26是说明本发明的第2实施例中的传感器元件部的结构的图。

图27是说明本发明的第3实施例中的励磁电压波形和检测时序的图。

图28是示意性表示本发明的第4实施例中的传感器元件部的结构的图。

图29是说明本发明的第4实施例中的励磁电压波形和检测时序的图。

图30是表示本发明的第11实施例中的磁场传感器的结构的图。

图31是表示本发明的第11实施例中的磁场传感器和检测电路部的结构的图。

符号说明

11自由磁性层

12隔离层

13固定磁性层

51GMR元件

100电动机部

101框架

102第1支架

103第2支架

111定子铁芯

112定子线圈

120转子

121旋转轴

200旋转各检测部

201磁场传感器

203壳体

206传感器支撑台

208布线

221盖

226旋转轴中心线

具体实施方式

以下，对本发明的实施方式，参照实施例的附图进行详细说明。首先，以由巨磁阻元件(GMR元件)构成的磁场检测装置为例，说明本发明的磁场检测装置的第1实施例。

采用图5，叙述本发明的旋转角检测装置的第1实施例。

图5表示本实施例的旋转角检测装置的剖面图。本实施例由电动机部100和旋转角检测部200构成。

电动机部100通过多个固定磁极和多个旋转磁极的磁作用，多个旋转磁极旋转，由此产生旋转转矩；由构成多个固定磁极的定子110以及构成多个旋转磁极的转子120构成。定子110由定子铁芯111、和安装在定子铁芯111上的定子线圈112构成。转子120与定子110的内周侧隔着间隙而对置配置，被支撑为可以旋转。在本实施例中，作为电动机100，采用三相交流式的表面磁铁型同步电动机。

框体由圆筒状的框架101、在框架101的轴方向两端部所设置的第1支架102以及第2支架103构成。在第1支架102的中空部中设置有轴承106，在第2支架103的中空部中设置有轴承107。这些轴承可旋转地支撑旋转轴121。

在框架101和第1支架102之间设置有密封部件(未图示)。密封部件设置为环状的O形环，由框架101和第1支架102从轴方向以及径向夹持并压缩。由此，能够密封框架101和第1支架102之间，能够使前侧防水。此外，框架101和第2支架103之间也通过密封部件(未图示)而防水。

定子110由定子铁芯111、和安装在定子铁芯111上的定子线圈112构成，设置在框架101的内周面。定子铁芯111是在轴方向层叠多个硅钢板而形成的磁性体(磁路形成体)，由圆环状的轭铁铁芯(back core)、和从轭铁铁芯的内周部向径向内侧突出并且在周方向等间隔配置的多个齿构成。

在多个齿的每一个上集中地缠绕构成定子线圈112的绕组导体。多个绕组导体通过在定子线圈112的一个线圈结束部(第2支架103侧)的轴方向端部所附设的接线部件，而按每相电连接，并且作为3相绕组而电连接。3相绕组的接线方式中，有Δ(delta)接线方式和Y(star)接线方式。在本实施例中，采用Δ(delta)接线方式。

转子120具备：在旋转轴121的外周面上固定的转子铁芯、在转子铁芯的外周表面固定的多个磁体、在磁体的外周侧设置的磁体盖122a、122b。磁体盖122用于防止来自磁体的转子铁芯的飞散，是由不锈钢(俗称SUS)等非磁性体形成的圆筒部件或管状部件。

下面，说明旋转角检测部200的结构。

旋转角检测部200由磁场传感器201和传感器磁铁202构成。旋转角检测部200设置在由壳体203和第2支架103包围的空间内。传感器磁铁202设置在与旋转轴121联动从而旋转的轴上，旋转轴121改变旋转位置时，所产生的磁场方向与其相应的发生变化。通过用磁场传感器201检测该磁场方向，能够测量旋转轴121的旋转角(旋转位置)。

传感器磁铁202是被着磁为2极的2极磁铁、或被着磁为4极以上的多极磁铁。

磁场传感器201根据磁场方向而输出信号变化，由磁阻元件构成。磁阻元件中，有各向异性磁阻元件(Anisotropic magnetresisitance、AMR)和巨磁阻元件(giant magnetoresistance、GMR)、隧道磁阻元件(tunnelingmagnetoresistance、TMR)等。在本实施例中，磁场传感器201中采用了巨磁阻元件(GMR元件)。

磁场传感器201以磁场传感器具有的基准角度θ_m0为基准来检测磁场传感器的设置场所的磁场的方向θ_m。即，输出与θ＝θ_m-θ_m0对应的信号。本实施例所采用的磁场传感器201由两个GMR元件构成，输出分别与cos(θ_m-θ_m0)、以及sin(θ_m-θ_m0)成比例的信号。

磁场传感器201通过传感器支撑台206被固定在第2支架103上。为了不对磁通方向产生影响，传感器支撑台206优选由铝或树脂等磁化率为0.1以下的材料构成。在本实施例中由铝构成。

另外，磁场传感器201相对于电动机部固定即可，当然也可以固定在第2支架103以外的结构要素上。若相对于电动机部固定，则在旋转轴121的旋转角变化从而传感器磁铁202的方向变化了的情况下，可以通过检测在磁场传感器201部的磁场方向变化，来检测旋转轴121的旋转角。

磁场传感器201与传感器的布线208连接。通过传感器的布线208，传送磁场传感器201的输出信号。

磁场传感器201由传感器元件部301和检测电路部302构成。传感器元件部301中，以桥式结构加入多个GMR型元件。检测电路部302由提供施加给GMR元件的电压的驱动电路部、和检测/处理GMR元件的输出信号的信号处理电路构成。

叙述传感器元件部301的结构。

如图24所示，传感器元件部301具有两组由GMR元件51构成的桥式结构。将各个桥分别称为COS桥和SIN桥。两个桥，GMR元件的固定磁化层的磁化方向θ_p不同。在COS桥中，设定为θ_p＝0(R₁(51A-1)和R₃(51A-3))和θ_p＝180°(R₂(51A-2)和R₄(51A-4))。因此，取磁场方向θ的角度原点为θ_p＝0时，如前所述，信号电压ΔV＝V₂-V₁，输出与cosθ成比例的信号。

【数6】

$\mathrm{\Δ}{V}_c=V_2-V_1=-e_0\frac{G}{2R}\cos \mathrm{\θ}$ …(数6)

其中，e0是对图24的e端子施加的电压，称为桥的励磁电压。另一方面，在SIN桥中，将固定磁化层的磁化方向θ_p设定为θ_p＝90°(R₁(51B-1)和R₃(51B-3))和θ_p＝270°(R₂(51B-2)和R₄(51B-4))。因此，取磁场方向θ的角度原点为θ_p＝0时：

【数7】

$\mathrm{\Δ}{V}_s=V_2-V_1=e_0\frac{G}{2R}\sin \mathrm{\θ}$ …(数7)，

输出与sinθ成比例的信号。因此，若取两个桥的输出信号的比，则为tanθ，所以磁场方向θ如以下所示求得：

【数8】

$\mathrm{\θ}=\mathrm{ArcTan}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{V}_s}{-\mathrm{\Δ}{V}_c}\right)$ …(数8)。

虽然ArcTan函数仅输出±90°的范围，但如后所述，通过适当地考虑ΔV_s和ΔV_c的符号，能够在0～360°的全角度范围内测量磁场角度θ。

下面，采用图25叙述检测电路部302的结构。

图25是表示本实施例的检测电路部302的结构的框图。检测电路部302由驱动电路部340和信号处理部350构成。驱动电路部340是提供传感器元件部301的桥的励磁电压的电路群，在桥的e端子连接正极性输出电路341，在g端子连接负极性输出电路345。在本实施例中，正极性输出电路341输出5V的直流电压，负极性输出电路345输出地电位。

另外，负极性输出电路345是在施加励磁电压时，与正极性输出电路相比输出「负电位」的电压，在此意义上称为「负极性」，并不是一定相对于地电位而输出负的电压。

此外，在不对GMR元件桥进行励磁的期间，即，不测定与磁场方向θ_m相应的传感器输出的期间，不管与正极性输出电路的正负的状态。例如，在后述的实施例中，在不对GMR元件桥进行励磁的期间，使负极性输出电路的输出电压与正极性输出电路相等。

信号处理部350检测/处理传感器元件部301的输出信号。用检测电路351A差动检测传感器元件部301内的COS桥的V2、V1端子的信号，并放大到10倍左右。用AD变换器(模拟-数字变换器)352A将该信号变换为数字信号后，输入到角度算出部371。也对SIN桥的输出信号进行同样的处理，并输入到角度算出部371。

叙述在角度算出部371的运算处理。由式(数8)可知，若计算ArcTan[ΔV_s/(-ΔV_c)]，则可以求出磁场角度θ。但是，这里有两个问题：(a)第1，因为ArcTan( )函数只能求出-90°～90°的范围，所以不能得知360°的全方向。(b)第2，ΔV_c的绝对值变小时，ΔV_c的误差的影响变大，θ的计算精度变差。

为了应对问题(b)，在角度算出部371中，采用以下的方法求出θ。首先，判断ΔV_c和ΔV_s的绝对值的大小关系。在|ΔV_c|比|ΔV_s|大时，通过下式求出角度θ：

【数9】

$\mathrm{\θ}=\mathrm{ArcTan}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{V}_s}{-\mathrm{\Δ}{V}_c}\right)$ …(数9)。

相反，在|ΔV_c|比|ΔV_s|小时，通过下式求出角度θ：

【数10】

$\mathrm{\θ}=\mathrm{ArcCot}\left(\frac{-\mathrm{\Δ}{V}_c}{\mathrm{\Δ}{V}_s}\right)$ …(数10)。

如此，可以防止由分母变小而引起的计算误差扩大。

对于问题(a)，采用以下的方法来应对。根据ΔV_c和ΔV_s的正负，判断θ处于第几象限(象限判断)，通过组合该判断结果与用(数9)、(数10)计算出的值，从而在0～360°的全范围内正确地算出θ。

由以上的方法，求出磁场的角度θ。但是，如后所述，旋转轴121的旋转角度和磁场的角度不一定一致。为了明确地区分二者，在本说明书中，以后将磁场的角度(方向)表示为磁场角度θ_m，将旋转轴121的旋转角度表示为转子角θ_r。

如后所述，在采用了磁阻元件的旋转角检测装置中，明确地区分磁场角度θ_m和转子角θ_r在本质上是重要的。

此外，为了实现高精度的旋转角检测装置，需要正确地对应磁场角度θ_m和转子角θ_r，下面叙述该方法。

下面，叙述磁场传感器201的输出信号的补正方法。

采用了磁阻型元件的磁场传感器201的大小与旋转变压器相比较小，典型的是5mm角左右。这样通过磁场传感器的大小较小，具有由设置误差引起的角度误差增大的课题。以下，具体地进行叙述。

当前，如图6所示，在安装了长度L[mm]的磁场传感器时，设与长度L方向垂直的方向的安装误差为δx[mm]。在以下的讨论中，即使认为磁场传感器的基准角度θ_m0是长度L方向，也不失一般性。于是，由安装误差δx引起的设置角度的偏差δθ用下式表示。

【数11】

$\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_m=\mathrm{ArcTan}\left(\frac{\mathrm{\δx}}{L}\right)\≈\frac{\mathrm{\δx}}{L}$ …(数11)

磁场角检测装置表示的旋转角中含有δθ_m的误差。

磁场传感器的机械上的安装误差δx典型是0.2mm。在磁场传感器的长度L＝100mm的情况下，角度误差δθ_m成为0.1°(degree)，是允许范围的精度。另一方面，在L＝5mm的情况下，角度误差δθ_m成为2.3°。这表示作为旋转角检测装置不能获得足够的精度。

在增大安装误差的允许度的目的下，可以使磁场传感器201的模块长度L变大到100mm左右。但是，即使在那样的情况下，在模块内的磁阻元件桥55的设置、引线接合、成型工序中也产生相当于上述δx的安装误差。模块内的磁阻元件桥44的大小更小，所以基于δx的角度偏差的影响大。

此外，使模块尺寸变大，有利于能够使安装误差的允许度增大，另一方面，具有不能充分发挥小型/轻量的磁阻元件型磁传感器的优点的问题。

传感器磁铁202产生的磁场的方向θ_m和旋转轴的旋转角度θ_r不一定一致。这至少具有以下三个因素。(1)磁场方向θ_m的原点(零点)和旋转轴的旋转角度θ_r的原点不一致的因素；(2)磁铁产生的磁场从平行磁场偏离的因素；(3)磁铁的着磁误差的因素。

(1)磁场方向θ_m的原点和旋转角度θ_r原点不一致的原因，有上述那样的磁传感器的设置误差、将传感器磁铁202设置在旋转轴121上时的机械误差等。对于使这两个原点一致的方法，将在后面叙述。这里，考虑θ_m和θ_r的原点一致的情况。

(2)传感器磁铁202产生的磁场是平行磁场的情况下，旋转轴的旋转角度θ_r和磁场角度θ_m一致。但是，在不是平行磁场的情况下，在θ_r和θ_m之间产生偏差。利用图7来说明这点。图7是将磁场传感器201配置在传感器磁铁202的周边部附近P点时示意性示出在P点的磁场方向的图。当前，若传感器磁铁生成的磁场是平行磁场，则在传感器磁铁202旋转了角度θ_r时，在P点的磁场方向成为由虚线箭头511图示的方向，磁场角度θ_m与传感器磁铁202的旋转角度θ_r相等。另一方面，在磁场不是平行磁场的情况下，在P点的磁场方向成为磁场512那样，与旋转角度θ_r产生偏差。将该偏差量定义为δ。即，定义为δ＝θ_m-θ_r。

一般，从磁铁向矢径方向漏出的磁场不是平行磁场。例如，如特开2008-151774(专利文献3)中所记载的那样，在磁铁的旋转面内所测定的磁场强度矢量的矢径分量H_r和径向分量H_θ由下式表示：

【数12】

H_r(θ)＝C(A₁cosθ+A₃cos3θ+A₅cos5θ+…)…(数12)

【数13】

H_θ(θ)＝A₁sinθ+A₃sin3θ+A₅sin5θ+... …(数13)

这里，常数C是1～2左右的值的常数。这里，高次谐波分量A₃＝A₅＝0，并且C＝1时，H_r＝A₁cosθ、H_θ＝A₁sinθ，表示平行磁场。此时，旋转轴角度θ_r和磁场角度θ_m一致。

这里，用下式来定义磁场方向角度θ_m的从θ_r的偏差量δ：

【数14】

δ＝θ_m-θ_r                …(数14)

在图8中示出：例如，A₁＝1、A₃＝-0.12、A₅＝0.014、C＝1.268时，计算利用(数12)、(数13)而计算的磁场方向角度θ_m和转子角θ_r的偏差量δ的结果。在该条件下，偏差量δ是±15°左右，非常大。此外，因为偏差量δ根据旋转轴的旋转角度θ_r的位置而变化，所以利用简单的方法、例如0°和360°之间的线性插值，不能补正。

图9示意性地示出基于图8的偏差量分布的传感器磁铁202附近的磁场方向分布。如此，图8的偏差量分布对应于磁场在传感器磁铁的周边扩大的情况。此外，由图9可知，在θ_r＝0、90°、180°、270°时偏差量δ为零，起因于磁场的对称性。

(3)在存在对传感器磁铁进行着磁时的着磁误差时，旋转轴的旋转角度θ_r和磁场角度θ_m的对应关系中产生误差。

(旋转角检测装置的校正方法)

如以上(1)～(3)所述，在采用了磁阻元件的磁场检测装置中，理解以下的情况是重要的：具有伴随称为磁场角度θ_m的实体的物理量，而且因为该物理量θ_m和传感器磁铁的旋转角度θ_r是不同的物理量，所以根据条件不同而产生偏差。在本说明书中，将该差定义为偏差量δ。

换言之，在磁场传感器201被正确地调整的情况下，磁场传感器201正确地测量磁场角度θ_m。因此，(a)正确地调整磁场传感器201、(b)正确地求出磁场角度θ_m和传感器磁铁202的旋转角度θ_r的对应关系是重要的。

以下，叙述用于进行(a)、(b)的调整的具体方法。

首先，(a)对于「正确地调整磁场传感器」，具体而言偏移的调整是重要的。这里所说的偏移，有起因于构成磁场传感器201的磁阻元件的离散偏差等的磁场传感器的偏移、检测/处理磁场传感器的输出信号的检测电路的偏移。

任一种偏移都成为在磁场传感器的输出信号中重叠偏移。因此，即使取得COS桥的输出信号和SIN桥的输出信号的比，也与tanθ不相等。因此，不能正确地测量磁场角度θ_m。

偏移调整的具体的步骤是，在θ_m＝0时将SIN桥的信号输出的偏移调整为零，并在θ_m＝90°时将COS桥的信号输出的偏移调整为零。

因此，需要知道磁场角度θ_m的原点。但是，在设计上，即使已知旋转轴的旋转角θ_r和磁场角度θ_m的对应关系，也因为磁场传感器201的安装误差、或传感器磁铁202的安装误差以及制造误差，而不清楚正确的θ_m原点。

在本实施例中，利用以下的方法来求出磁场角度原点。图10中示出该方法的流程。

首先将旋转轴121的旋转角θ_r的原点设定在任意位置。设该任意设定了原点的旋转轴坐标为θ_r′。

接着，使旋转轴121以一定速度旋转N圈。其中N≥1。边使其旋转边测定旋转角度θ_r′和磁场角度θ_m的关系。这里，由磁场传感器201的信号计算磁场角度θ_m的值。实际测定时刻t来计算旋转角度θ_r的值。后面详细叙述其方法。

为了测定旋转N圈的θ_r′和θ_m的关系，需要知道始点位置和終点位置，但这里采用磁场角度θ_m的测定。即，只要测量直到获得与测定开始时的θ_m值相同的θ_m值为止的期间即可。另外，测量旋转N圈的量时，直到相同的θ_m值反复N次为止来进行测量。

若测定了θ_r′和θ_m的关系，则通过下式计算偏差量δ′。

【数15】

δ′＝θ_m-θ′_r      …(数15)

如此，作为旋转角θ_r′的函数求出偏差量δ′。图11(a)示意性地示出该关系。

(δ′，θ_r′)的测定数据的个数，每旋转1圈取得100点左右即可。

下面，计算δ′值的与θ_r′相关的加权平均值。

【数16】

${\mathrm{\δ}}_{\mathrm{av}}^{\′}=\frac{\∫{\mathrm{\δ}}^{\′}d{\mathrm{\θ}}_r^{\′}}{\∫d{\mathrm{\θ}}_r^{\′}}$ …(数16)

因为实际的(δ′，θ_r′)的测定数据是离散的数据，所以在(数6)中作为累计处理来处理积分处理。

另外，因为使旋转轴以一定速度旋转，所以若对(δ′，θ_r′)的测定数据进行等时间间隔地取样，则θ_r′的取样点为等间隔，所以(数6)如下式所示，被简化为δ′的平均值计算。

【数17】

…(数17)

因此，优选使旋转轴以一定速度旋转、并且以等时间间隔对(δ′，θ_r′)的测定值进行取样。

利用由(数6)或(数7)所求出的δ′_av值，用下式重新定义旋转角坐标。

【数18】

θ_r＝θ′_r-δ′_av    …(数18)

【数19】

δ＝θ_m-θ_r    …(数19)

这样定义时，δ值和θ_r值的关系如图11(b)所示。即，δ的加权平均值成为零。这由(数6)或(数7)可知。

这样偏差量δ的加权平均值为零时，θ_r和θ_m的原点一致。这基于图9所示那样的磁场分布的对称性。

接着，在该旋转角坐标θ_r中，使旋转轴停止在θ_r＝θ_m＝0的位置，进行偏移调整，使磁场传感器201的SIN桥信号为零。接着，使旋转轴停止在θ_r＝90°的位置，进行偏移调整，使磁场传感器的COS桥信号为零。

如此，结束磁场传感器201的偏移调整。

由以上的说明可知，为了使θ_r原点和θ_m原点精度良好地一致，精度良好地求出δ′_av是重要的。在本方法中，如(数6)或(数7)所示，因为利用全部测定数据点来计算δ′_av值，所以难以受到各个测定误差、测定噪声的影响，能够使两个原点精度良好地一致。

此外，越增加旋转轴的旋转次数N，测定数据点数越增加，所以降低了测定误差和噪声的影响，精度提高。

下面，叙述(b)「正确地求出磁场角度θ_m和传感器磁铁202的旋转角度θ_r的对应关系」的方法。

通过(a)中所叙述的方法，磁场传感器201的偏移调整结束，所以由磁场传感器201的信号所求出的磁场角度θ_m正确地表示在磁场传感器201的设置场所的磁场方向。因此，根据由(数14)定义的偏差量δ和磁场角度θ_m的关系，通过下式计算旋转角θ_r。

【数20】

θ_r＝θ_m-δ        …(数20)

以下叙述具体的方法。

使旋转轴121以一定速度旋转1圈以上，在与旋转1圈对应的期间测定旋转轴θ_r和磁场角度θ_m。这里，θ_r由时刻算出、磁场角度θ_m由磁场传感器201的输出信号算出。

测定的数据点数(取样点数)，在本实施例中为1圈100点。取样点数越大，越能精度良好地求出旋转角度θ_r。另一方面，取样点数多时，较多地消耗进行补正运算的信号处理电路的存储器。因此，根据二者的平衡，设定为适当的大小。

根据所测定的(θ_r，θ_m)的数据点，通过(数19)式求出在各数据点的偏差量δ，由此作为转子角θ_r的函数获得δ。图12(a)中示出该结果。接着，根据该数据，将δ变换为磁场角度θ_m的函数。在图12(b)中示出该结果。这样，获得将磁场角度θ_m作为引数的δ的参照表(Look-upTable，查询表)。

这样，通过构成将磁场角度θ_m作为了引数的参照表，能够根据由实际测量的数据所算出的磁场角度θ_m，算出与该θ_m对应的偏差量δ。这是本实施例的要点。

使磁场传感器201的信号处理电路的存储器部存储/保持该参照表。由此结束校正。

对于旋转角检测电路工作时，即，测量旋转角度时的信号处理方法，下面叙述。

首先，根据来自磁场传感器201的输出信号算出磁场角度θ_m。具体而言，从磁场传感器输出与-cosθ_m成比例的信号V_cos、和与sinθ_m成比例的信号V_sin，所以采用下式来算出θ_m。

【数21】

${\mathrm{\θ}}_m=\mathrm{ArcTan}\left(\frac{V_{\sin }}{-V_{\cos }}\right)$ …(数21)

接着，利用(δ，θ_m)的参照表，求出与θ_m值对应的偏差量δ。在参照表中没有与θ_m值相等的值时，算出由附近的值进行插值而对应的δ值。在本实施例中，作为插值法，采用了线性插值。线性插值法，由于需要CPU的运算时间的乘法的次数少，所以具有能够高速运算的优点。

作为θ_r＝θ_m-δ，求出旋转角θ_r。

通过该方法，相对于在以往的方法中具有电气角±10°左右的测量误差，采用本方法时，测量误差减小到电气角±0.6°，测量精度提高。

在本实施例重要的点是，使参照表的引数为磁场角度θ_m，而不是转子角θ_r。该理由是，测量时磁场传感器201测量的是磁场角度θ_m。因此，能够由实际测量值θ_m直接获得对应的偏差量δ。

作为(δ，θ_m)的参照表，以等间隔制作θ_m，能够实现参照表的读出处理的高速化和参照表用存储器的降低。以下叙述其具体方法。在以下的说明中，设参照表的输入变量θ_m为变量「x」、从参照表读出的值(函数值)δ为「f(x)」。

使输入变量x的最小值为x_min＝x[0]、最大值为x_max＝x[N_max]，将该范围等间隔分割为N_max个。设将f(x)离散化的函数为fn[n]，定义为f(x)＝f(x[n])＝fn[n]。于是，对于任意的输入值x，计算

【数22】

$\mathrm{ix}=(x-x_{\min })*\frac{N_{\max }}{x_{\max }-x_{\min }}$ …(数22)，

设所获得的值ix的整数部为n、小数部为r。于是，

【数23】

f(x)＝fn[n]+r*(fn[n+1]-fn[n])   …(数23)

这是利用与输入值x的最近值x[n]和x[n+1]对应的参照表值fn[n]和fn[n+1]，用1次函数进行了插值的结果(即，线性插值)。

(数32)的「N_max/(x_max-x_min)」值，在参照表制作时(即，校正时)预先计算，作为常数预先保管在处理电路的存储器中。由此，在旋转角检测装置工作时的处理中，不要除法处理。一般，微控制器中除法处理需要长时间，所以通过本方法，可高速化。

此外，在该方法中，对于任意的输入值x，能够由(数22)表示的1次运算来确定参照表的参照位置，所以能够高速化。

在本方法中，参照表中保存的数据仅是fn[n](n＝0～N_max)、x_min、x_max、N_max/(x_max-x_min)，不要x[n](n＝0～N_max)的数据。因此，保管用存储器能够减少。

以下叙述求出旋转轴121的旋转角度θ_r的方法。

图13是示出旋转轴121以一定速度ω旋转时的测定时刻t和旋转轴121的旋转角度θ_r的关系的图。因为以一定速度ω旋转，所以t和θ_r成比例关系。

由图13可知，在任意时刻t的旋转角θ_r(t)由下式表示：

【数24】

…(数24)

其中，T是旋转1圈所需的时间(周期)。周期T通过测定由磁场传感器201所测定的磁场角度θ_m成为与开始时(t＝0)相同的值为止的时间来求得。

在以一定速度旋转时，能够利用(数24)获得旋转角θ_r。这里重要的是设定θ_r，不另外需要编码器等校正装置。

在图13以及(数24)中，使时刻t＝0时的θ_r位置为零，但即使是任意的值，仅θ_r的原点位置移位则可以同样地求出相对位置，是不言而喻的。θ_r和θ_m的原点位置的关系，由上述方法可使其一致。

下面，考虑转速以已知比例经时变化的情况。考虑转速ω的变化率A(t)随时间发生变化时，ω(t)＝ω0＊A(t)。在该情况下，在时刻t的旋转角θ_r(t)由下式求出。

【数25】

…(数25)

例如，转速以一定加速度变化时、或转速以已知比例改变(有波动(ripple))时等，利用(数25)，能够求出时刻t的旋转角θ_r。

在本实施例中，利用由磁场传感器201实际测量的磁场角度θ_m由参照表算出偏差量δ，求出转子角θ_r。因此，对于磁场角度θ_m，需要唯一地决定偏差量δ。

在传感器磁场201是2极磁铁的磁场的情况下，满足该条件。所谓2极磁铁是具有1个N极和1个S极的磁铁。在2极磁铁中，旋转轴121旋转1圈时，磁场角度θ_m也变化1周期，所以满足上述条件。

因此，本发明在采用2极磁铁作为传感器磁铁时，能够补正磁铁、传感器的设置误差、磁铁的着磁误差等任意误差因素，所以能够获得尤其大的效果。

叙述采用多极磁铁作为传感器磁铁的情况。考虑具有N组N极和S极的(2N)极磁铁。在该情况下，磁铁旋转1圈时磁场角度变化N周期。这里，将各周期称为扇区(sector)。即，(2N)极磁铁具有N扇区。

在1扇区的范围内，对于磁场角度θ_m，唯一地决定偏差量δ。因此，在(2N)极磁铁，在扇区间的着磁误差为可忽略的范围的情况下，本发明的补正方法有效。

此外，在旋转轴121的使用范围比1扇区小时，在使用范围内也可以由θ_m唯一地决定δ，所以有效。

在采用扇区间的着磁误差不能忽略的多极磁铁的情况下，在旋转轴121上安装光学编码器等的旋转位置检测器，取得表示当前属于哪个扇区的扇区信息。然后，利用该扇区信息，求出与磁场角度θ_m对应的偏差量δ即可。此时的旋转位置检测器所需的角度分辨率，是能够识别属于哪个扇区的分辨率即可。

此外，根据旋转角度移动量，可以算出当前的所属扇区，所以也可以预先在检测电路部302内存储表示属于哪个扇区的所属信息。根据所属扇区信息和实际测量的磁场角度θ_m可以算出偏差量δ。在该情况下，可以在传感器磁场201的多个扇区中的一个扇区上形成机械式的切口等来改变磁场分布，由此磁性地识别特定的扇区。

在采用磁阻元件检测旋转角的装置中，测定旋转轴的旋转角和磁场传感器的输出值的对应关系，利用其结果进行补正的方法，例如记载在专利公报第3799270号中。

但是，在该现有例中，利用近似式表示旋转轴的旋转角和磁阻元件的输出电压的关系来进行补正。在利用近似式的情况下，旋转角和磁阻元件的输出电压的关系，在复杂的情况下，即，若结合本实施例的图12来说，则δ和θ_m的关系(以下称为「δ-θ_m分布」)为复杂的形状的情况下，近似式也不得不复杂，具有增加了补正计算所必要的运算时间这样的问题。在本实施例中，即使δ-θ_m分布是复杂的形状，也能够利用附近数据点间的线性插值进行处理，所以运算时间短。

此外，在用近似式表示的情况下，在δ-θ_m分布是复杂的形状时，在近似式中具有误差变大的倾向。在本实施例中，无论δ-θ_m分布是怎样的形状都可以对应。

在本发明中，也可以并用简单的磁场分布补正法。即，在制作参照表时，采用实施了某些补正处理的角度(补正角度)θ_adj，来代替磁场角度θ_m，利用下式算出偏差量，

【数26】

δ＝θ_adj-θ_r    …(数26)

将δ和补正角度θ_adj的关系制作参照表(将θ_adj作为引数)。在测量时，根据由磁场传感器201所测量的磁场角度θ_m计算出补正角度θ_adj之后，通过θ_r＝θ_adj-δ，可求出正确的转子角θ_r。

若通过代替磁场角度θ_m而利用补正角度θ_adj从而偏差量δ变小，则补正的精度提高。此外，尤其，通过利用补正角度，若偏差量δ的角度依赖性变小，则基于插值的δ值计算的精度提高，所以参照表的数据点数至少能够进行正确的补正。因此，可以削减参照表的数据点数，可以利用较少的存储器容量进行补正。

此外，在专利公报第3799270号所记载的方法中，在测量旋转轴的旋转角和磁阻元件的输出电压的关系时，需要将旋转轴的旋转角设定为已知的值，所以另外准备旋转编码器来进行用于补正的测量。与此相对，在本发明中，不需要另外准备编码器，如上所述能够完成补正。

叙述在***中组入以上那样制造的旋转角检测装置时的结构。在本实施例中，叙述在汽车的电动动力转向装置中组入旋转角检测装置的情况。

图14是示意性示出电动动力转向装置的图。

在***中设定作为电动动力转向装置的***的角度原点(***原点)，读出在其状态下的旋转轴121的旋转角θ_r0。具体而言，测定磁场传感器201的信号从而求出磁场角度θ_m，通过利用偏差量δ的参照表，求出旋转轴121的旋转角θ_r。然后，将与***原点对应的旋转角θ_r0存储/保管在电动动力转向装置的控制装置(电子控制单元ECU)中。

即使在向旋转角检测装置的***的设置时有安装误差的情况下，若知道与***原点对应的旋转角θ_r0值，则可以进行误差的补偿。

在动力转向装置等的***中所需的信息，是作为***的角度θ_sys。根据本实施例，根据由磁场传感器201的输出信号所获得的磁场角度θ_m，可以正确地获得作为***的角度θ_sys。

采用图26以及图27来叙述本发明的第2实施例。本实施例是使磁场传感器201的温度特性大幅改善的方法。

在采用了磁阻元件的旋转角传感器中，具有温度变化时测量精度恶化的课题。即，温度特性变差的课题。在本实施例中，通过改善磁场传感器201的检测方法，改善磁场传感器201的温度特性。

在磁阻元件的温度特性的恶化原因是因为在构成磁场传感器201的传感器元件部301的输出信号中偏移电压重叠。说明该点。在(数6)中，GMR系数G/R温度变化，所以ΔV_c的值在温度改变时发生变化。但是，由(数6)、(数7)、(数8)可知，磁场角θ_m由ΔV_s和ΔV_c的比来算出，所以系数G/R的温度变化相互抵消，所以根据测量值所算出的θ值，理想的应该不发生温度变化。

但是，在实际的GMR元件的桥中ΔV_c或ΔV_s中偏移电压重叠。

【数27】

$\mathrm{\Δ}{V}_c=V_2-V_1=-e_0\frac{G}{2R}\cos \mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ}{V}_c\left(\mathrm{ofs}\right)$ …(数27)

$\mathrm{\Δ}{V}_s=V_2-V_1=e_0\frac{G}{2R}\sin \mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ}{V}_s\left(\mathrm{ofs}\right)$

因此，比ΔV_s/ΔV_c不与tan θ相等，此外，即使求出比ΔV_s/ΔV_c，分子和分母的GMR系数G/R也不相互抵消而根据温度发生变化。

因此，即使在室温下在检测电路351A中进行偏移调整从而去除偏移电压ΔV_c(ofs)而求出正确的磁场角度θ_m，在温度变化时偏移值变化，所以也不能获得正确的θ_m值。这是温度特性恶化的原因。

信号电压ΔV_c中产生偏移电压的原因是，构成桥的元件的特性有离散偏差，所以即使在θ＝90°(即，cosθ＝0)，4个元件的电阻值也不相等。

图26是表示本实施例所采用的磁场传感器201内的桥的结构的示意图。

在本实施例中，构成磁场传感器201的传感器元件部301内的COS桥具有4个GMR元件51-1、51-2、51-3、51-4。图26是表示这些元件的接线方法的图。此外，在图26中虽然省略了图示，但对于SIN模块也同样。以下，采用COS模块来进行说明。

具有GMR元件51-1和51-4的半桥，连接于正极性输出电路e1(341)和负极性输出电路g1(345)，将GMR元件51-1和51-4的连接部作为信号端子V1。

具有GMR元件51-2和51-3的半桥，连接于正极性输出电路e2(342)和负极性输出电路g2(346)，将GMR元件51-2和51-3的连接部作为信号端子V2。

信号端子V₁和信号端子V2连接于检测电路351，检测这些的差动电压ΔV＝V₂-V₁作为信号。

本实施例的特征在于，作为供给到由4个GMR元件构成的桥式电路的电源电压，分别由两个半桥供给不同的电压e1、e2。通过这种结构，如后所述能够去除偏移电压。

如图26所示，分别设GMR元件51-1、51-2、51-3、51-4的电阻值为R₁、R₂、R₃、R₄。

使GMR元件R₁(51-1)和R₃(51-3)的固定磁性层13的磁化方向为θ_p＝0。此外，使GMR元件R₂(51-2)和R₄(51-4)的固定磁性层13的磁化方向为θ_p＝180°。因此自由磁性层的磁化方向θ_f由外部磁场决定，所以在4个GMR元件相同，所以Δθ_f2＝θ_f-θ_p2＝θ_f-θ_p1-π＝Δθ₁+π的关系成立。Δθ₁以θ_p＝0为基准，所以Δθ₁＝θ。因此，由(数1)式可知，对于R₁、R₃，(数2)式成立(n＝1，3)。此外，对于R₂、R₄，(数3)式成立(n＝2，4)。

图26的桥式电路的端子1、2间的差电压Δv＝v₂-v₁如以下所示：

【数28】

$\mathrm{\Δv}=\frac{e_2{R}_1{R}_3-e_1{R}_2{R}_4+R_3{R}_4(e_2-e_1)}{(R_1+R_4)(R_2+R_3)}$ …(数28)

$=\frac{e_2{R}_1{R}_3-e_1{R}_2{R}_4}{(R_1+R_4)(R_2+R_3)}+\frac{R_3{R}_4(e_2-e_1)}{(R_1+R_4)(R_2+R_3)}$

这里，也扩展到GMR元件以外的情况，考虑一般性的以下的情况。考虑在桥电路作为相对置的1组的R₁、R₃如下那样变化的情况(n＝1，3)：

【数29】

R_n＝R_n0+ΔR    …(数29)

考虑作为相对置的其他组的R₂、R₄如以下那样变化的情况(n＝2，4)：

【数30】

R_n＝R_n0-ΔR    …(数30)

作为具体的例考虑GMR元件时，磁场的方向为θ＝90°时的值与R_n0对应。这通过比较式(数2)、(数3)和式(数29)、(数30)可知。

首先，ΔR＝0时的图26的桥式电路端子1、2间的差电压Δv＝v₂-v₁可由式(数28)如以下那样求得：

【数31】

$\mathrm{\Δv}=\frac{e_2{R}_{10}{R}_{30}-e_1{R}_{20}{R}_{40}+R_{30}{R}_{40}(e_2-e_1)}{(R_{10}+R_{40})(R_{20}+R_{30})}$ …(数31)

$=\frac{e_2{R}_{10}{R}_{30}-e_1{R}_{20}{R}_{40}}{(R_{10}+R_{40})(R_{20}+R_{30})}+\frac{R_{30}{R}_{40}(e_2-e_1)}{(R_{10}+R_{40})(R_{20}+R_{30})}\≡\mathrm{\Δ}{v}_0$

因为是ΔR＝0时的值，所以定义为Δv0。下面，计算ΔR≠0时如以下所示：

【数32】

$\mathrm{\Δv}=\frac{e_2{R}_{10}{R}_{30}-e_1{R}_{20}{R}_{40}+R_{30}{R}_{40}(e_2-e_1)}{(R_1+R_4)(R_2+R_3)}+\mathrm{C\ΔR}$ …(数32)

【数33】

$C=\frac{e_2(R_{10}+R_{30})+e_1(R_{20}+R_{40})+(R_{40}-R_{30})(e_2-e_1)}{(R_1+R_4)(R_2+R_3)}$ …(数33)

式(数32)的第1项的分子与式(数31)的分子相同。因此，若Δv0＝0，则由式(数32)可得以下的比例关系。

【数34】

Δv＝CΔR    …(数34)

这里，比例系数C是式(数33)。

即，若通过调整电压差(e2-e1)而由式(数31)定义的Δv0为零，则图26的桥式电路的信号电压Δv中偏移电压被去除，能够实现Δv与变化量ΔR成比例这一期望的特性。

在本实施例中，本质上是能够分别调整对2组半桥式电路施加的励磁电压e1、e2。为了明确这一点，明确与现有例的不同。

在现有的结构(图4)中，由于4个GMR元件的离散偏差等的原因，即使在θ＝90°时，也不满足关系式「R₁R₃＝R₂R₄」，式(数4)的分子不为零。即，信号电压Δv中残留有偏移电压。若结合式(数31)来叙述，则对于满足关系式「R₁R₃＝R₂R₄」的理想的桥，e1＝e2时(数31)的第1项和第2项都为零。但是，由于元件的离散偏差等因素而不满足关系式「R₁R₃＝R₂R₄」时，(数31)的第1项不为零，产生偏移电压。与此相对，在本实施例中，由式(数31)可知，通过调整电压差(e2-e1)，在θ＝90°的时刻，可以将Δv0设定为零。由此，如上所述，所以能够去除偏移电压。

下面对于图26的结构的传感器元件桥，考察温度特性。

物质的电阻值的温度特性用以下的形式来表示。

【数35】

R(T)＝R(T₀){1+a(T-T₀)}＝R(T₀)(1+aΔT)    …(数35)

将式(数35)代入式(数32)的第1项的分子并整理数式后，可知成为(1+aΔT)倍。因此，若在某温度使Δv0＝0，则在任意的温度，Δv0＝0。

即，根据本实施例，若在某温度、例如室温调整电压差(e2-e1)使Δv0＝0，则在任意温度下Δv0＝0，可获得式(数34)的比例关系。即，可以在较宽的温度范围实现没有偏移的信号。

如此根据本实施例，仅在一个温度、例如室温下调整制作磁场检测装置后的检查/调整工序即可，所以能够大幅地降低检查/调整工序的工序数。

下面，考虑采用了GMR元件的磁场检测装置。R₁、R₃由式(数2)成为以下那样：

【数36】

$R_n=R_{n0}-\frac{G}{2}\cos \mathrm{\θ}$ …(数36)

若与式(数29)相比较，则采用了GMR元件的情况的差电压信号成为以下那样。

【数37】

$\mathrm{\Δv}=-\frac{\mathrm{CG}}{2}\cos \mathrm{\θ}$ …(数37)

即，获得与磁场方向θ的余弦(cosine)成比例的信号。因此，将其记作ΔV_c。

常数C是由式(数33)求出的值。

在本实施例的旋转角检测装置中，电动机部100的结构与实施例1相同。旋转角检测部200的结构与实施例1相同，但将磁场传感器201置换为上述结构。此外，将磁场传感器201测量的磁场角度θ_m和转子角θ_r建立对应的补正方法与实施例1相同。

根据本实施例，温度特性被改善，并且通过磁场补正能够进行高精度的转子角度测量，所以能够实现在较宽的温度范围高精度的工作的旋转角检测装置。

在本实施例中，仅在室温下进行磁场传感器201的检测电路部302的偏置电压设定(Δe＝e2-e1的调整)，就能够在较宽的温度范围进行正确的转子角度测量，所以产品的校正/调整工序较少，能够提供低成本的旋转角检测装置。

下面，作为本发明的第3实施例，叙述降低检测电路部302的电路性偏移的结构。在本实施例的旋转角检测装置中，电动机部100的结构与实施例1相同。旋转角检测部200的结构与实施例2相同。采用图27来叙述本实施例。

在本实施例中，通过去除起因于检测电路的偏移电压，从而高精度地进行磁场检测。

图27是表示对图26所示的结构的GMR元件的半桥施加的励磁电压波形的图。设对图26的e1、e2端子所施加的励磁电压波形分别为Ve(1)、Ve(2)，对g1、g2端子所施加的励磁电压波形分别为Vg(1)、Vg(2)。此外在图27中还示出了此时的差电压信号ΔV＝V₂-V₁。

在时刻t1，对Ve(i)、Vg(i)端子都施加基准电压V_ag(i＝1，2)。即，桥式电路的正极性侧端子e1和负极性侧端子g1都在同一电位V_ag，所以信号电压在V₁端子、V₂端子都为V_ag。因此，差电压信号ΔV＝V₂-V₁为零。

因此，检测电路351的输出电压Vdet(t)用时刻t1表示的电压Vdet(t1)是起因于检测电路351的偏移电压。在时刻t2，从正极性输出电路341输出正极性脉冲611，从负极性输出电路345输出负极性脉冲612。由此，在差电压信号ΔV＝V₂-V₁中，产生与磁场方向相应的信号电压。

时刻t₂和t₁的差信号：ΔV_det＝V_det(t₂)-V_det(t₁)，成为去除了起因于检测电路351的偏移电压的信号电压。由此，去除起因于检测电路***的偏移电压，能够进行高精度的磁场检测。

同样，ΔV_det＝V_det(t₄)-V_det(t₃)成为时刻t₄时的信号电压。

如此，在本实施例中，在图26所示的桥式电路中，将4个端子e1、e2、g1、g2设定为同一电压(在图27中为Vag)，作为基准信号而减去该时刻的检测电路的电压V_sig(t₁)是本质。由此，能够可靠地分离起因于GMR元件的偏移电压和起因于检测电路的偏移电压。

此外，在本实施例中，先测定基准信号V_det(t₁)之后，求出对GMR元件进行励磁的信号电压V_det(t₂)，求出信号电压ΔV_det＝V_det(t₂)-V_det(t₁)。通过这样的顺序，使信号测定时(取样时)和信号处理后的输出信号的时间延迟(时滞)最小化。这在例如电动机的旋转角的测量等要求高速响应性的磁场检测电路中尤其是重要的结构。

在本实施例中，对GMR元件进行励磁从而通电，仅是在施加正极性脉冲611以及负极性脉冲612的期间。因此，能够实现低耗电的磁场检测装置。具体而言，将施加电压期间的占空比设定为10％时，耗电成为10分之1。

在本实施例中，能够降低由GMR元件消耗的功率，所以能够降低通电引起的GMR元件的热产生(焦耳热)，具有还能够抑制由温度上升导致的GMR元件的特性变化的优点。

此外，在本实施例中，将正极性脉冲611的电压振幅和负极性脉冲612的电压振幅设定为大致相等的值。由此，信号电压V₁、V₂的电压值在零点检测时(图27的时刻t₁)和信号检测时(时刻t₂)不发生大的变化，所以具有如下的优点：差动检测器351的同相信号去除比CMRR的要求性能较少。

采用图28和图29来叙述本发明的第4实施例。本实施例，在与第2实施例相同的结构中如下述那样改变了磁场传感器201的结构。

图28是表示本实施例所采用的磁场传感器201的传感器元件部301的结构的图。图29是表示本实施例所采用的励磁电压波形和检测时序的图。

如图28所示，在本实施例中，减少从传感器元件部301出来的端子数，减少传感器元件部301和检测电路部302之间的布线数。如图28所图示的那样，公共连接由GMR元件构成的各半桥的g端子。此外，使COS桥的e2端子和SIN桥的e2端子共用。

如前所述，作为磁场传感器201的温度特性恶化的因素的信号偏移电压，由于GMR元件的特性偏差而产生。因此，为了使偏移电压为零的偏置电压Δe＝e2-e1的最佳值，COS桥用的值和SIN桥用的值不同。

因此，在本实施例中，通过在时间上先后施加COS桥用的励磁电压和SIN桥用的励磁电压，可以实现布线的共通化，可以实现传感器元件部301的端子数的削减。

图29是表示在本实施例所用的励磁电压波形和检测时序的图，是与第3实施例中的图27对应的图。对COS桥和SIN桥的公共e2端子的施加电压，在时间上先后施加COS用正极性脉冲621和SIN用正极性脉冲622。对g端子施加负极性脉冲612。

由此，COS桥的信号电压ΔV_c和SIN桥的信号电压ΔV_s变化为图29那样。在时刻t₀测定零点信号V_z。然后，在时刻t₁取得COS桥的信号，在时刻t₂取得SIN桥的信号。

由此，COS桥和SIN桥都在对各桥施加了最佳励磁电压偏置Δe的状态下测定信号，所以信号电压的偏移被去除。因此，如第2实施例中所记载的那样，可获得具有良好的温度特性的磁场传感器201。

另外，在本实施例中使传感器元件部301的结构如图28所示，但这仅是一例，当然本实施例也能够应用于使e端子或g端子共通化的其他组合中。

采用图1来叙述本发明的第5实施例。

本实施例将磁场传感器设置在旋转角检测装置框体的外侧。通过这样的结构，使磁场传感器的安装变得容易。此外，不需要将磁场传感器的布线取出到旋转角检测装置框体的外侧，所以尤其在防水构造的旋转角检测装置中安装/制造变得容易。

本实施例的旋转角检测装置由电动机部和旋转角检测部200构成。电动机部的结构与第1实施例1的电动机部相同。

旋转角检测部200由设置在旋转轴121上的传感器磁铁202、安装在电动机部框体内的壳体203、磁场传感器201构成。

在本实施例中为防水规格的旋转角检测装置。因此，在壳体203和第2支架103之间***有密封部件210。由此，利用壳体203-第2支架103-框架101-第1支架102确保防水性。在本说明书中，将如此从外部环境确保防水性的边界称为「防水边界」。

通过在构成防水边界的部件间***密封部件等，构成水不能进入其内部的构造。因此，在防水边界通过电气布线时，不得不采用由树脂成型的连接器构成防水边界并在其内部和外部分别连接电气布线等的方法来构成。

磁场传感器201设置在壳体203的外侧。在本实施例中，因为将磁场传感器201设置在防水边界的外侧，所以其信号布线208也在防水边界的外侧，不需要与防水边界交叉。因此，具有信号布线208的结构是简单的结构即可的优点。

壳体203位于传感器磁铁202和磁场传感器201之间，所以壳体203的材料和形状需要满足一定的条件。

对于壳体203，采用磁化率x是0.01以下的材料。如此，相对导磁率μr＝1+x在0.99～1.01的范围内，与空气的相对导磁率1大致相同。因此，静磁场不受壳体203的存在的影响。作为这样的材料，有铝(x＝2×10^-5)、铜(x＝-9×10^-6)或铜合金(黄铜、白铜等)、树脂等。

作为壳体材料有优选利用金属材料的情况。因为与树脂材料相比，金属材料机械强度强、易于加工等。采用金属作为壳体时，除了磁化率的条件之外还有以下的限制。即，不得不检测随时间而变化的磁场。

旋转轴121以频率f[Hz]旋转时，传感器磁铁202也旋转，所以横切壳体203的磁场经时变化…。为了磁场传感器能够充分地检测磁场，壳体203内传感器磁铁202和磁场传感器201之间的部分的厚度t(单位[m])设定为满足以下的条件。

【数38】

$\exp (-\frac{t}{{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{skin}}})\≥0.6$ …(数38)

${\mathrm{\δ}}_{\mathrm{skin}}=\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\π}{N}_{p}f{\mathrm{\μ}}_r{\mathrm{\μ}}_0}}=503\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_{p}f{\mathrm{\μ}}_r}}$

$=503\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_{p}f(1+\mathrm{\χ})}}$

其中，δ_skin(单位[m])是壳体203的构成材料的趋肤深度(skin depth)；ρ是壳体的电阻率[Ωm]；μ0是真空导磁率(＝4π×10^-7)；μr是壳体203的材料的相对导磁率，与磁化率x有μr＝1+x的关系。此外，f是旋转轴121的最高旋转频率；N_p是传感器磁铁的磁极数除以2所得的值。即，N_p＊f表示在1秒间磁场变化的反复频率。

由(数38)式，对于壳体203内传感器磁铁202和磁场传感器201之间的部分的厚度t(单位[m])，导出下式：

【数39】

$t\≤0.511{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{skin}}=257\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_{p}f(1+\mathrm{\χ})}}$ …(数39)

具体而言，在N_p＝4(8极磁铁)、旋转频率15,000rpm、采用铝(电阻率ρ＝2.75×10^-8Ωm)作为材料时，壳体203的板厚的条件由(数39)可知是1.3mm以下。

此外，在N_p＝4(8极磁铁)、旋转频率15,000rpm、采用黄铜即C u(65％)-Zn(35％)合金(电阻率ρ＝6×10^-8Ωm)作为材料时，壳体203的板厚的条件由(数39)可知是1.9mm以下。

随时间变化的磁场通过物质中时，因为物质内的自由电子产生涡流，所以通过物质的磁场的强度衰减。图16是针对板厚1.3mm的各种材料表示有效旋转频率和磁场的透过率的关系的图。图16的横轴的有效旋转频率是N_p×f，等于在1秒间磁场旋转的次数。可知越是低电阻材料，趋肤效应厚度δ_skin越减小，通过的磁场越弱。为了获得磁场传感器201能够检测磁场方向的足够的磁场强度，需要使磁场透过率为0.6以上。这是(数38)的条件。

由该理由可知，使壳体203的构成部分中传感器磁铁202和磁场传感器201之间的部分满足上述条件即可。也就是说，其他部分即使更厚也可以。

根据以上分析，在本实施例中采用铝作为壳体203的材料，对于传感器磁铁202和磁场传感器201之间的部分，使其板厚为1.3mm。由此可获得即使在旋转轴以15,000rpm旋转时也可以足够精度良好地检测旋转角的旋转角检测装置。

此外，如图1所示，磁场传感器201优选配置在旋转轴中心线226上。更准确地说，优选磁场传感器201内的传感器元件部301配置在旋转轴中心线226上。该理由是，传感器磁铁202形成的磁场分布在旋转轴中心线226上最接***行磁场，所以磁场分布的补正量变少。更优选起因于磁场分布的磁场角度θ_m和转子角θ_r的偏差量在允许范围内时，不用补正。

叙述本发明的第6实施例。

本实施例所用的旋转角度检测装置与图1所示的相同。

在该旋转角检测装置中，磁场传感器201设置在壳体203的外侧。因此，在设置旋转角检测装置的场所附近有铁等磁性体构造物时，由此有传感器磁铁202产生的磁场的空间分布受影响的情况。磁场的空间分布变化时，旋转轴121的旋转角θ_r和磁场传感器201检测到的磁场角度θ_m的关系发生变化。

在这种情况下，如现有例那样，在利用校正用的致动器-编码器对旋转角检测装置进行了校正之后组入***的方法中，组入***之后，不能测量正确的旋转角θ_r。

在本实施例中，在将旋转角检测装置组入到***内的状态下，通过使旋转轴121以一定速度旋转N圈，从而测量θ_r和θ_m的对应关系。其具体方法如第1实施例所记载的那样。

如此在本实施例中，在将旋转角检测装置组入到***中的状态下进行校正，所以即使在由于附近的磁性体构造物的影响而磁场的空间分布发生变化的情况下，也测量在变化了的空间分布的θ_r和θ_m的对应关系。因此，在正确的***中能够测量正确的旋转角θ_r。

采用图17以及图18来叙述本发明的第7实施例。

图17是本实施例的旋转角检测装置的剖面图。图18是从图17的右侧观察的侧视图，图18的A-B间剖面图是图17。

本实施例的电动机部100的结构与第3实施例同样。

旋转角检测部200由磁场传感器201、传感器磁铁202、壳体203、盖221等构成。

本实施例的特征是旋转角检测部200具有盖221。盖221采用磁化率x为100以上的材料。

通过用由磁化率x为100以上的材料构成的盖221覆盖旋转角检测部200，产生磁屏蔽效果。因此，即使在旋转角检测装置的周边附近配置了磁性体时，传感器磁铁202形成的磁场的空间分布也难以受到影响。由此，设置旋转角检测装置的环境的影响大幅降低，能够测量正确的旋转角。

作为磁化率x为100以上的材料，有软铁(x＝2000)、铁(x＝5000)、硅钢(x＝7000)、镍铁铜系高导磁率合金(x＝100,000)等。在本实施例中，采用了铁。

壳体203位于传感器磁铁202和磁场传感器201之间，所以采用磁化率为0.01以下的材料作为其材料。在本实施例中采用了厚度1.3mm的铝作为壳体材料。

通过在壳体203和电动机部100之间***密封部件210，带来防水性。即，在本实施例中，利用壳体203以及电动机部100构成防水边界。

磁场传感器201经传感器支撑台206固定在第2支架103上。传感器支撑台206由磁化率为0.01以下的材料构成从而防止磁场分布的扰乱。

磁场传感器201配置在防水边界的外侧，所以安装变得容易。尤其，从旋转角检测装置取出传感器信号布线208变得容易。

在盖221中设置有孔223。孔223兼有作为布线208的取出口的功能、和排水功能。即，在旋转角检测部200的内部有水时，使水排出。水的磁化率是x＝-9×10^-6，所以不影响静磁场的分布。但是，若长期间进入水，则有可能引起旋转角检测装置内的生锈或绝缘不良等的问题，所以优选将侵入的水排出到外部。

另外，在本实施例中如图18所示，通过在3方向设置孔，无论旋转角检测装置设置在哪个方向时，都可以排出内部的水。

在旋转角检测部200设置由高导磁率材料构成的盖221时，由传感器磁铁202产生的磁场的空间分布发生变化。具体而言，由磁铁产生的磁通易于通过高导磁率材料。

在该情况下，设置了盖221后，可以利用之前叙述的方法，测定并校正旋转轴121的旋转角θ_r和磁场角度θ_m的关系。

在本实施例中，由设置旋转角检测装置的外部环境对磁场分布的影响十分小，所以即使不用再次在***中设置后进行校正，也可获得充分的测量精度。

采用图19以及图20来叙述本发明的第8实施例。

图19是本实施例的旋转角检测装置的剖面图。图20是从图19的右侧观察的侧视图，图20的A-B间剖面图是图19。

本实施例的电动机部100的结构与第3实施例相同。

旋转角检测部200的结构与第4实施例相同。但是，在本实施例中特征是将磁场传感器201设置在传感器磁铁202的旋转轴中心线226上。

在传感器磁铁的旋转轴中心线上，磁场的空间分布接***行磁场，所以具有磁场的补正量降低的优点。

此外，在本实施例中，在壳体203内直接设置磁场传感器201，所以不需要传感器支撑台206，具有结构简单的优点。

(转速检测装置)

采用图21、图22来叙述本发明的第9实施例。

图21是表示本发明的转速测量装置的结构的剖面图。

本实施例由与要测量转速的对象同步旋转的旋转轴121、固定在旋转轴121上的传感器磁铁202、检测传感器磁铁产生的磁场的方向的磁场传感器201构成。旋转轴121经由轴承262旋转支撑在框体261上。磁场传感器201固定在壳体203。

壳体203为了不使磁场的空间分布失真而采用磁化率0.01以下的材料，在本实施例中采用了使树脂模具成型的构造体。

磁场传感器201被设置为位于传感器磁铁202的旋转轴中心线226上。传感器磁铁202产生的磁场在旋转轴中心线226上接***行磁场，所以若将磁场传感器201设置在该位置，则旋转轴的旋转角度θ_r和磁场角度θ_m的偏差量变小，所以优选。

磁场传感器201由COS桥和SIN桥构成，分别产生与cosθ_m以及sinθ_m成比例的信号。这里将比例系数设为B时，COS桥产生的信号电压表示为V_x＝Bcosθ_m，SIN桥产生的信号电压表示为V_y＝Bsinθ_m。

信号Vx的时间微分成为以下那样。

【数40】

$\frac{{\mathrm{dV}}_x}{\mathrm{dt}}=-B\sin {\mathrm{\θ}}_m\frac{d{\mathrm{\θ}}_m}{\mathrm{dt}}$ …(数40)

因此，磁场角度θ_m的转速ωm＝dθ_m/dt如以下那样求出。

【数41】

${\mathrm{\ω}}_{m1}=\frac{{\mathrm{d\θ}}_m}{\mathrm{dt}}=-\frac{1}{V_y}\frac{d{V}_x}{\mathrm{dt}}$ …(数41)

同样，也可以根据SIN桥的信号电压V_y的时间微分如以下那样求出转速。

【数42】

${\mathrm{\ω}}_{m2}=\frac{{\mathrm{d\θ}}_m}{\mathrm{dt}}=-\frac{1}{V_x}\frac{d{V}_y}{\mathrm{dt}}$ …(数42)

由此，求出磁场角度θ_m的转速。该方式中具有以下特征。

第1，不进行ArcTan处理(反正切处理)而求出转速。而且，信号电压中所包含的比例常数B也被消除，所以仅通过V_x的时间微分和V_y的除法运算来求出转速。一般，ArcTan处理需要较多的计算时间，所以在本方法中能够实现尤其追随到高速旋转为止的转速测量装置。

第2，(数41)和(数42)进行不同的信号处理，但二者的结果都是磁场角度θ_m的转速。因此，ω_m1和ω_m2应该成为同一值。换言之，在二者的值不同时，表示转速检测装置中产生了异常。

具体而言，在考虑测定精度的基础上，二者的值在一定范围以上不同时，产生错误探测信号。

图22是表示利用上述动作检测转速的具体处理方法的处理流程图。「Z^-1」表示每1时钟的延迟处理。通过延迟处理进行信号的微分处理。进行与(数41)和(数42)对应的处理，比较V_x和V_y的绝对值，采用利用较大的一方进行除法处理的转速值。由此，避免了除以零附近的值而引起的误差的增大。

同时运算ω_m1和ω_m2的差，在其差的绝对值成为一定值ε以上时，产生错误探测信号。

在上述中，示出了转速检测装置的结构，但是与之前的实施例的旋转角检测装置组合的结构也是有用的。具体而言，可以在之前的实施例的检测电路部302中组入图22的信号处理。由此，能够同时取得旋转角θ_r和转速ω，所以作为电动机的矢量控制的传感器，是有用的。

此外，在之前的实施例的旋转角检测装置中，仅组入了图22的方法的障碍探测结构的结构也有用。由此，可获得具有障碍探测功能的旋转角检测装置。本方式的障碍探测方式可以利用较少的运算量进行障碍探测，所以从障碍产生到检测到为止的延迟时间可缩短，旋转角检测装置的可靠性提高。

采用图23来叙述本发明的第11实施例。本实施例是图21的结构的转速检测装置，但用模拟电路构成处理电路。图23中示出处理电路的框图。

处理电路利用以模拟电路安装的微分电路和除法电路构成。障碍探测处理采用比较器电路来进行。

在本实施例中，因为仅用模拟电路能实现处理电路，所以可以进行实时处理。此外，因为不需要微控制器电路，所以能够提供耐高温环境等耐环境性优异的旋转角度检测装置。

采用图30来叙述本发明的第12实施例。

本实施例，是在第1实施例中改变了磁场传感器201内的检测电路部302的设置位置。

在第1实施例中，如图30(a)所示，是在磁场传感器201内具有传感器元件部301和检测电路部302的结构。

与此相对，在本实施例中，如图30(b)所示，仅将传感器元件部301设置在图5的磁场传感器201的位置。而且，与图5的壳体203相比，将检测电路部302设置在外侧(图5中未图示)。如图30(b)所示，由检测电路部302的驱动电路部340生成励磁电压，经由信号布线208，施加给传感器元件部301。来自传感器元件部的信号经由信号布线208输入检测电路部302。之后的信号处理方法或补正方法与实施例1相同。

本实施例将检测电路部302设置在从电动机部100相离的位置。构成检测电路部302的信号处理电路一般不耐高温或超低温弱，-40℃～125℃左右是可工作范围。另一方面，有电动机部100设置在高温环境中，或有电动机部100本身发热的使用条件。因此，如本实施例这样，通过将检测电路部302设置在分离的位置，具有可以扩大电动机部100的允许温度的优点。

本实施例的旋转角检测装置由图5的电动机部100、旋转角检测部200、以及配置在壳体的外侧的检测电路部302构成。

检测电路部302还可以组入到组入了旋转角检测装置的***的电子控制单元(Electronic Control Unit、ECU)内。此外，还可以利用***的ECU的微型计算机，进行角度计算或补正等的信号处理。根据这样的结构，消除了信号处理部的冗长的浪费，可以提供低成本的旋转角检测装置。

此外，作为图30的(a)和(b)的中间结构，根据使用条件不同，图31所示的结构也是有用的结构。图31的结构将驱动电路部340和检测电路351、AD变换器352加入壳体内的磁场传感器201。并且，将检测电路部302设置在分离的位置。

示出了将检测电路部302设置在壳体203的外侧的例，但也可以设置在壳体的内侧。

此外，如第5实施例那样，在将磁场传感器201设置在壳体的外侧时，图30(b)的结构也有用。有用的理由是，可以使检测电路部302远离高温环境，或共用***的ECU的功能来进行信号处理从而省略冗长的浪费等。

在检测电路部302中，包括角度算出部371、补正部372和时序信号产生器331。时序信号产生器331是用于生成执行磁场传感器201内的AD变换等的时序信号的逻辑信号。

磁场传感器201由传感器元件部301和驱动电路部340、以及检测电路351和AD变换器353构成。驱动电路部340具有时序信号产生器B332，根据来自时序信号产生器A331的信号，进行磁场传感器201内的时序控制。具体而言，生成用于使励磁电压脉冲化的时序信号，并将其输入到正极性输出电路341和负极性输出电路345。并且，为了与其同步地检测传感器信号，向AD变换器352A、352B输入信号。

从传感器元件部301输出的信号由检测电路351A差动放大之后，由AD变换器352A变换为数字信号。经由信号布线208，将该数字信号传送给检测电路部302。数字信号以串行信号的形式传送时，能够降低信号布线208的条数，所以优选。

在该结构中，将来自传感器元件部301的信号变换为数字信号之后，以数字信号的形式在信号的布线208内传送。因此，具有难以受到噪声的影响的优点。

作为磁场传感器201的结构，叙述了图30(a)、(b)、图31这3种，还有这些的中间的形态，那些也包含在本发明中，这是不言而喻的。

此外，即使对于实施例1以外的实施方式，分离了检测电路部302的结构也是有用的方式，这是不言而喻的。

在本说明书中，作为磁阻元件，以巨磁阻元件(GMR元件)为例进行了叙述。作为磁阻元件，有各向异性磁阻元件(AMR元件、AnisotropicMagneto-Registance元件)，采用了各向异性磁阻元件的旋转角检测装置也在本发明的范围。

Claims (26)

1.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述旋转角检测装置具有补正工序，

在所述补正工序中，通过所述电动机使所述旋转轴以转速的时间变化率已知的速度旋转1周以上，从而进行所述角度信号的补正。

2.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述旋转角检测装置具有补正工序，

在所述补正工序中，通过所述电动机使所述旋转轴以一定速度旋转1周以上，从而进行所述角度信号的补正。

3.根据权利要求1或2所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁铁是2极磁铁。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器具有传感器元件部，所述传感器元件部位于所述旋转轴的旋转中心线上。

5.根据权利要求1～4中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器由磁阻元件构成。

6.根据权利要求1～4中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器由巨磁阻元件构成。

7.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，所述框体壳体部的材料是磁化率为0.01以下的材料，

所述旋转角检测装置具有补正工序，

在所述补正工序中，通过所述电动机使所述旋转轴以转速的时间变化率已知的速度旋转1周以上，从而进行所述角度信号的补正。

8.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，所述框体壳体部的材料是磁化率为0.01以下的材料，

所述旋转角检测装置具有补正工序，

在所述补正工序中，通过所述电动机使所述旋转轴以一定速度旋转1周以上，从而进行所述角度信号的补正。

9.根据权利要求7或8所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁铁是2极磁铁。

10.根据权利要求7～9中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器具有传感器元件部，所述传感器元件部位于所述旋转轴的旋转中心线上。

11.根据权利要求7～10中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器由磁阻元件构成。

12.根据权利要求7～10中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器由巨磁阻元件构成。

13.根据权利要求7～12中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述框体主部和所述框体壳体部经由密封部件连接。

14.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，所述框体壳体部的材料是磁化率为0.01以下的材料，

用遮蔽板覆盖所述框体壳体部和所述磁场传感器，所述遮蔽板是磁化率1000以上的材料。

15.根据权利要求14所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器具有传感器元件部，所述传感器元件部位于所述旋转轴的旋转中心线上。

16.根据权利要求14或15所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器由磁阻元件构成。

17.根据权利要求14或15所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器由巨磁阻元件构成。

18.根据权利要求14～17中任意一项所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述框体主部和所述框体壳体部经由密封部件连接。

19.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁、输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器、以及轴与所述旋转轴同步旋转的电动机，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述电动机、所述旋转轴和所述磁铁被框体覆盖，所述磁场传感器配置在所述框体的外侧，所述框体具有覆盖所述电动机的框体主部和覆盖所述磁铁的框体壳体部，

所述框体壳体部是磁化率为0.01以下的金属材料，

所述框体壳体部中位于所述磁铁和所述磁场传感器之间的部分的厚度t满足以下的关系式：

$t\≤257\sqrt{\frac{\mathrm{\ρ}}{N_{p}f(1+\mathrm{\χ})}}$

其中，N_p是所述磁铁的着磁极数除以2所得的值、f是所述旋转轴的最高旋转频率、χ是所述框体壳体部材料的磁化率、ρ是所述框体壳体部材料的电阻率，t的单位是m，f的单位是Hz，ρ的单位是Ωm。

20.根据权利要求19所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述框体壳体部由厚度1.3mm以下的铝形成。

21.根据权利要求19所述的旋转角检测装置，其特征在于，

所述框体壳体部由厚度1.9mm以下的铜-锌合金形成。

22.一种转速检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁和输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器，输出所述旋转轴的转速作为速度信号，所述转速检测装置的特征在于，

所述磁场传感器具有：输出与所述旋转轴的旋转角度的余弦成比例的第1信号的第1桥、和输出与所述旋转角度的正弦成比例的第2信号的第2桥，

根据所述第1信号的时间微分与所述第2信号之比，计算所述速度信号。

23.根据权利要求22所述的转速检测装置，其特征在于，

具有进行所述时间微分处理的模拟电路。

24.根据权利要求22或23所述的转速检测装置，其特征在于，

用模拟电路构成输出所述比的电路。

25.根据权利要求22～24中任意一项所述的转速检测装置，其特征在于，

所述磁场传感器具有传感器元件部，所述传感器元件部位于所述旋转轴的旋转中心线上。

26.一种旋转角检测装置，具有设置在旋转轴上的磁铁和输出信号根据磁场方向而变化的磁场传感器，输出所述旋转轴的旋转角度作为角度信号，所述旋转角检测装置的特征在于，

所述磁场传感器具有：输出与所述旋转轴的旋转角度的余弦成比例的第1信号的第1桥、和输出与所述旋转角度的正弦成比例的第2信号的第2桥，

将所述第1信号的时间微分与所述第2信号之比作为第1中间信号，

将所述第2信号的时间微分与所述第1信号之比作为第2中间信号，

在所述第1中间信号和所述第2中间信号的差超过预先设定的范围时，输出障碍探测信号。

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