CN101839987A - 一种自适应gps软件接收机的实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明设计了一种适合于低信噪比、高动态、有惯性导航***(INS)辅助或独立工作等多种使用环境，根据需要自动调整性能，使之能适应不同的工作环境，并尽可能达到最佳信息利用率的GPS软件接收机。该发明包括首先根据信号强度独立调节每个跟踪通道的跟踪带宽；其次是结合长时非相关积分和短时相关积分的优势，设计了一种高灵敏度实时输出的跟踪环路；再次使用固定区间估计的方法，实现了接收机晶振频率误差模型的实时估计；最后在深组合基础上，提高了捕获速度和弱信号跟踪的动态性能。本发明能充分利用所有可探测的卫星信号，当存在INS信息辅助时，可利用其辅助信息提高弱信号的跟踪动态性能，同时加速新星搜索。

Description

一种自适应GPS软件接收机的实现方法

技术领域

本发明提供了一种自适应GPS软件接收机的捕获和跟踪方法，该方法尽可能利用辅助信息并且进行晶振误差的实时估计，实现快速捕获和稳定跟踪，并在信号强度允许的条件下，尽可能地提高跟踪通道的动态性能。实现低信噪比、高动态自适应调整的GPS软件接收机。

背景技术

GPS接收机高灵敏度与高动态性能是互相矛盾的。一般高灵敏度的GPS接收机，需要进行长时间的非相关或相关积分来捕获和跟踪弱信号，要求载体机动不宜过大。而高动态GPS接收机则对相关积分的长度有所限制，这就使得弱信号无法被捕获和跟踪，且在信号受干扰的情况下容易失锁。

高动态GPS软件接收机要求信号跟踪的相关时间足够短，以1毫秒的捕获和跟踪方案为例，最大可输出的导航信息频率为1kHz。

信号捕获

设载体和卫星最大相对运动速度为2500m/s，多普勒频率偏移变化范围为-14K～14KHz，输入中频信号被分为以每1毫秒采样点数为单位的信号帧，每个信号帧包括1023个伪随机码元(C/A码元)，正好是一个C/A码周期(忽略多普勒频率偏移造成的周期漂移)。但这些信号帧的C/A码起始偏移是未知的，多普勒频率偏移后的中频频率(以下称为载波频率)也是未知的。相邻两个信号帧的C/A码起始偏移和载波频率变化很小，C/A码起始地址的漂移速率为0～7.5Hz，相邻两毫秒间载波频率变化不超过14Hz，因此两个相邻的信号帧C/A码元漂移不超过0.0075，载波频率变化小于0.088rad/ms。信号捕获的目的是为信号跟踪环节找出某一信号帧的粗略C/A码起始地址及载波频率。

在接收端收到的中频信号可以表示为：

S_IF＝∑S_i+N                                                        (1)

其中S_i是每个可见星的中频信号，N是噪声。

S_i＝A_iD_iC_i cos(ω_it)                                               (2)

A_i是信号幅值，D_i是导航数据码，为1或-1，C_i是C/A码序列。在信号捕获中，先利用本地生成的C/A码、数字载波与S_IF相乘，通过积分求出导航数据的能量。如果信号的能量明显超过噪声能量，说明本地生成C/A码起始地址及载波频率与信号的C/A码起始地址和载波频率相近，则该卫星捕获成功。如果信号能量未超过峰值，则可能本地C/A码起始地址或载波频率不正确，或者根本不存在该卫星信号。由于信号的多普勒频率偏移变化范围为-14K～14KHz，捕获时搜索步长可设为1KHz，共需要29次频率搜索。假设信号采样频率是5MHz，1毫秒的信号帧有5000个采样点，为了对准C/A码起始地址，需要进行5000次的C/A码地址搜索，总共需要搜索的次数是29×5000次，每次搜索需要执行5000次乘法和加法，计算量为29×5000×5000。为了加快搜索速度，在C/A码起始地址搜索时采用快速傅立叶变换进行优化，可使搜索复杂度降到29×0(5000log5000)的计算复杂度。这里先介绍循环卷积的基本知识。设连续***的脉冲响应是h(t)，输入信号是x(t)，输出信号是y(t)，则

$y\left(t\right)=x\left(t\right)*h\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}x\left(\mathrm{\τ}\right)h(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}---\left(3\right)$

通过傅立叶变换后，Y(f)＝X(f)H(f)，其中Y(f)、X(f)、H(f)分别是y(t)、x(t)、h(t)的傅立叶变换。在离散***中也有类似定理

$y\left(n\right)=x\left(n\right)*h\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(m\right)h(n-m)=L^{-1}\left[X\left(k\right)H\left(k\right)\right]---\left(4\right)$

其中X(k)和H(k)分别是x(n)和h(n)的离散傅立叶变换，L^-1是离散傅立叶逆变换算子。由傅立叶变换的性质及式(4)不难推导出

$\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(m\right)h(n+m)=L^{-1}\left[X\left(k\right)\stackrel{\‾}{H}\left(k\right)\right]---\left(5\right)$

其中

是H(k)的复共轭。捕获时的计算步骤如下：

本地生成29个频率分量的复载波序列

设载波中心频率f_C＝1.3MHz，则这些频率分量代表1300KHz，1300±1KHz…1300±14KHz；

(1)本地生成29个频率分量的复载波序列设载波中心频率f_C＝1.3MHz，则这些频率分量代表1300KHz，1300±1KHz…1300±14KHz；

(2)将29个L_fi(n)分别与中频信号x(n)相乘，得到29个信号序列w_i(n)，对w_i(n)进行离散傅立叶变换得到W_i(k)；

(3)将本地C/A码傅立叶变换并取复共轭得到序列

(4)29个W_i(k)分别与

相乘得到Y_i(k)；

(5)对每个Y_i(k)进行傅立叶逆变换得到复数序列y_i(n)，找出|y_i(n)|中的最大模，若最大模超过阈值，则捕获成功，最大模所对应的下标n为C/A码的起始地址，i所对应的频率f_i为初始跟踪频率；

(6)若第(5)步未找到超过阈值的模值，则说明不存在该卫星信号或该卫星信号过弱，无法通过1毫秒相关时间捕获。

对某一颗卫星进行捕获的传统算法流程如图1所示。

信号跟踪

由于采用1毫秒时间长度跟踪方案，对强度较弱的信号，跟踪环路可能不稳定，且易受噪声影响。首先介绍跟踪环路的传递函数。与信号捕获类似，信号跟踪同样需要对中频信号解扩，即进行载波和C/A码剥离。跟踪环路由延迟环(DLL)和锁相环(PLL)构成，载波的剥离在锁相环完成。在信号跟踪初始阶段，由于从信号捕获器得到的C/A码起始地址和载波频率并不精确，需要使用大带宽的载波跟踪环路，称为锁频环(FLL)，锁频环的设计框图如图2。

图2中θ_i是被跟踪卫星的载波频率，θ_f是本地载波频率，NCO是数控振荡器。在跟踪过程中，θ_i是不能直接得到的，实际上，θ_i和θ_f之差是通过鉴相器估算出来的。鉴相器利用当前时刻的正交码积分值I和交叉码积分值Q以及前一时刻的积分值I_-1和Q_-1估算载波的相位差。锁频环的鉴相器是近似线性的，计算公式如下，

$\mathrm{\Δ\θ}={\mathrm{\θ}}_i-{\mathrm{\θ}}_f=\frac{I_{-1}Q-{\mathrm{IQ}}_{-1}}{N(I_{-1}^2+Q_{-1}^2+I^2+Q^2)}---\left(6\right)$

其中N是每帧的采样点数。F(s)是锁频环的核函数，采用比例-积分控制器

$F\left(s\right)=a{\mathrm{\ω}}_0+\frac{{\mathrm{\ω}}_0^2}{s}---\left(7\right)$

则闭环传递函数

$H\left(s\right)=\frac{k_0{k}_{f}F\left(s\right)}{s+k_0{k}_{f}F\left(s\right)}=\frac{k_0{k}_{f}a{\mathrm{\ω}}_{0}s+k_0{k}_f{\mathrm{\ω}}_0^2}{s^2+k_0{k}_{f}a{\mathrm{\ω}}_{0}s+k_0{k}_f{\mathrm{\ω}}_0^2}---\left(8\right)$

取k₀＝k_f＝1，则

$H\left(s\right)=\frac{a{\mathrm{\ω}}_{0}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}{s^2+a{\mathrm{\ω}}_{0}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}---\left(9\right)$

这是一个二阶***，取

使***满足临界阻尼条件，环路噪声带宽由下式计算

$B_n=\frac{{\mathrm{\ω}}_0(1+a^2)}{4a}=\frac{{3\mathrm{\ω}}_0}{4\sqrt{2}}---\left(10\right)$

在锁频环跟踪过程中，本地载波频率不够精确，需要较大的噪声带宽以免失锁，令B_n＝300，则其频率特性和单位阶跃响应如图3。

在锁频环跟踪时，由于本地载波相位波动较大，不适合输出导航数据码，当本地载波跟踪较准确时，相位跟踪由锁频环切换到锁相环。

锁相环的设计框图与锁频环是类似的，如图4所示，不同的是，锁相环除了跟踪载波频率Δω_f，同时也跟踪了载波相位Δθ。核函数仍采用比例-积分控制器，假设载体的最大加速度是400m/s²，沿水平运动，卫星的平均高度角是60度，则平均多普勒频率偏移变化率为1kHz/s＝2πk rad/s²≈6.28rad/s/ms，默认核函数噪声带宽取B_n＝30，等效相位噪声带宽为26，等效频率噪声带宽为14。可保证足够的带宽裕度。

锁相环的频率和相位跟踪的频率特性和单位阶跃响应分别如图5和图6所示。锁相环鉴相器如下式

Δθ＝arc tan(Q/I)                                                (11)

延迟环的设计环路与锁频环类似，如图7。其中c_i和c_f分别表示输入信号的本地的C/A码起始地址。

C/A码元的漂移速度远小于频率的漂移速度，在载体加速度400m/s²的情况下，C/A码元的漂移速率最大为1.3Hz/s。在锁相环跟踪状态下，取k₀＝32，k_f＝1，B_n＝1，等效噪声带宽为21.6667。在锁频环状态下，取B_n＝20，等效噪声带宽为433.3333。延迟环的频域特性和阶跃响应如图8所示。

与锁相环类似，输入信号的C/A码起始地址c_i是不能直接获得的，需要利用码元鉴相器估算。鉴相器计算码元误差的公式如下，

$\mathrm{\Δc}=c_i-c_f=\frac{1}{2}\frac{\sqrt{I_E^2+Q_E^2}-\sqrt{I_L^2+Q_L^2}}{\sqrt{I_E^2+Q_E^2}+\sqrt{I_L^2+Q_L^2}}---\left(12\right)$

I_E、Q_E和I_L、Q_L分别是由本地码提前和延迟半个C/A码元相关积分得到的。图9表示了这些相关积分的计算流程。中频信号经数控振荡器产生的正交复现载波和交叉复现载波相乘后生成两路信号，再经本地生成的C/A及时码序列、提前半码元的序列和延迟半码元的序列点积生成I_E、Q_E，I、Q和I_L、Q_L六个积分值，码环鉴相器利用这六个积分值估算实际C/A码与本地C/A码起始地址之差。图9中NCO的相位和频率是由锁相环跟踪的，也就是说，延迟环和锁相环并不独立。I和Q信号是锁相环或锁频环鉴相器的输入信号。

高动态GPS软件接收机要求信号C/N一般在36dB-Hz以上，如果当前跟踪的信号帧处于1毫秒的边界处，可能影响跟踪的稳定性。并且，在跟踪过程中需要不断判断和更新数据码(D码)边界。高灵敏度接收机则要求积分时间足够长，因此限制了载体的机动范围。低灵敏度GPS软件接收机的原理与高动态GPS软件接收机相似，这里不细述。不论高动态还是高灵敏度接收机，其设计方式都不够灵活，不能同时满足高动态、高灵敏度应用要求。

发明内容

本发明解决的技术问题主要有三个，一是自动根据信号强度调整每个通道的跟踪环路带宽，在允许范围内尽量提高每个通道的动态性能，使接收机在强弱信号并存的情况下，能充分利用所有可探测的卫星信号。二是当存在INS信息辅助时，可利用其辅助信息提高弱信号的跟踪动态性能，同时加速新星搜索。三是用固定区间估计法进行了接收机晶振误差实时模型的估计。

本发明设计的自适应GPS接收机进行了四点创新：一是每个跟踪通道可根据信号强度独立调节跟踪带宽；二是结合长时非相关积分和短时相关积分的优势，设计一种高灵敏度实时输出的跟踪环路；三是用固定区间估计法建立了接收机晶振误差的实时模型，用来辅助载波跟踪环，提高接收机的跟踪稳定性；四是在深组合基础上，提高捕获速度和弱信号跟踪的动态性能。

为了满足设计要求，将方案需要解决的问题总结为以下几点：在环路设计中，采用分阶段捕获跟踪的方法，降低误码率并提高环路稳定性。在跟踪过程中，积分时间向C/A码边界对齐，即通过C/A码相位调节输入中频数据流的帧起点，解决了数据码相位跳变的问题。用回归分析的方法估计晶振频率误差模型，进一步得到下一时刻的多普勒频率偏移来辅助载波跟踪环。为了使接收机能适应高动态的要求，捕获时间不能过长，否则捕获得到的信息将过时。

图10是自适应软件接收机简略形式的整体流程图。由图中可以看出本发明主要由捕获环节、精化环节、就绪环节、跟踪环节、组合环节(即组合滤波器)、辅助环节(辅助捕获、辅助跟踪)组成。

附图说明

图1是传统捕获算法的计算流程图，其中：T1表示捕获阈值；

图2是锁频环；

图3a是锁频环频率特性、图3b是单位阶跃响应；

图4是锁相环***框图；

图5a是锁相环频率跟踪频率特性、图5b是阶跃响应；

图6a是锁相环相位跟踪频率特性、图6b是阶跃响应；

图7是延迟环***框图；

图8a是延迟环频率特性、图8b是阶跃响应；

图9是延迟环原理图；

图10是软件接收机整体流程图；

图11是通道状态转换图，通道状态转换图显示了接收机通道的状态以及状态转换的条件；

图12是无辅助信息的捕获加速算法流程图，

其中：m表示搜索频率点的个数，初始值m＝29；j表示进行非相关积分的次数，初始值j＝1；T₁表示非相关积分值阈值；T₂表示非相关积分次数阈值；Max表示每次相关积分得到的y_i(n)的最大值；Sum表示经过非相关积分得到的Max的和；int(*)表示取整运算符：

图13是有辅助信息捕获算法的流程；

图14是精化算法的流程，其中：k表示迭代次数，初始值k＝0；

图15是数据码边界确定算法的流程，其中：j表示迭代次数，初始值j＝0；

图16是固定区间法估计晶振频率误差算法流程图，

其中：L和L*都表示固定区间时间的长度，并且L*＜L。length表示接收机开始工作时当前区间的实际长度，随着每帧新的中频数据的进入，length的值逐渐增加到L为止。N_S和N_S*分别表示固定区间L中当前时间段和最旧数据时间段可见卫星的数目。E_i和

分别表示可观测卫星数目大于四颗或小于四颗的单位时间段。

表示在卫星数目大于4颗的单位时间段得到的晶振频率误差观测值。S_E和

分别表示在考虑的区间中可观测卫星数目大于四颗和小于四颗的单位时间段的数目。N₁和N₂分别表示区间长度为L时进行回归分析时S_E取值的上限和下限。n表示进行回归分析时实际用的频率误差观测数据的数量值。在考虑的区间长度为L时，如果S_E＞＝N₁，则使n＝N₁；如果N₁＞S_E＞＝N₂，则使n＝S_E；在考虑的区间长度为L*时，如果S_E＞＝2，则使n＝S_E；

图17高通滤波器原理图，

其中：w₁为鉴相器差分值估计误差(绝对值)；T₁、T₂是时间常数，取为0.99；abs为算子，表示取绝对值。

具体实施方式

GPS软件接收机的每个通道有四种可能的状态，分别是失锁状态、精化状态、就绪状态、跟踪状态，通道对输入中频信号的处理要根据通道的状态，处理结束后可能改变状态，状态的转移如图11所示。下面分别对每种状态下的处理方式进行介绍。其中失锁状态和精化状态对应捕获过程，就绪状态和跟踪状态对应跟踪过程。

1、捕获

对中频信号的捕获方式基于非相关积分捕获方式，因为在这种方式下，积分长度可以根据需要调整。众所周知，捕获过程计算量过大，本节利用辅助信息和一些策略减少其计算量。

1.1无辅助信息的加速算法

对于一个单一的通道，传统相关捕获过程描述前面已经讲述过。其中前二步对于所有通道来说，是可以预先计算的，第三步对于所有通道只需计算一次，后两步由于每个通道的C/A码各不相同，不能统一计算。设中频采样率为5MHz，则所有通道一毫秒相关捕获所需要的计算量为：

29×fs+29×fs×log(fs)+cn×29×fs×2+cn×29×fs×log(fs)

其中fs为帧长度5000，cn为最大通道数。

为了进一步捕获弱信号，需要多次叠加相关积分的结果，计算量是比较大的。为了减少计算量，采用了两个优化策略，第一个是设置阈值，在每次非相关积分之后，判断第(5)步得到的最大模平均值是否超过阈值，若超过，认为捕获成功并结束，否则继续非相关积分直到积分次数超过阈值或捕获成功；第二个是每次非相关积分后去掉一半搜索频率，例如第一次搜索29个频率分量，第二次搜索15个，去掉的分量为第(5)步求得的最大模小于中间值的那一半频率分量。第三次搜索8个，依此类推，直到剩下两个分量，这种方式以降低捕获成功率换取捕获时间，实际上，捕获成功率降低得并不明显，因为淘汰掉的频率分量包含真实频率的概率比较低。应用加速算法以后，第一毫秒的捕获计算量同上，从第二毫秒起，对于捕获不成功的通道，后一次进行非相关捕获的计算量比前一次减少一半。无辅助信息的捕获加速算法如图12所示。

1.2有辅助信息的加速算法

在得到相对速度辅助信息的条件下，可免去搜索频率的过程，大量降低计算量。辅助信息必需同时满足以下三个条件：

(1)某个通道的卫星已经获得完整的星历

(2)载***置、速度以及方差已知

(3)接收机晶振误差及其方差已经成功估计

由上述三个条件可以求得卫星和用户的相对速度，从而计算多普勒频率偏移及其方差。由多普勒频率的方差确定需要考虑的频率范围。以已生成的29个频率点中最接近的频率点为中心、左右各选择n个频率点作为本地生成载波的频率，而不需要对所有29个分量进行搜索。传统捕获算法的主要流程如图1所示，有辅助信息时的捕获流程如图13所示。通过比较图1和图13可知，在有信息辅助的条件下，仅需计算与辅助频率相接近的频率分量。

本方法的创新点在于一般捕获算法为了把卫星与载体之间的相对运动所产生的多普勒频移充分考虑在内，搜索的频率范围为(-10KHz，+10KHz)，当载体动态范围较大时该搜索范围增加至(-14KHz，+14KHz)，甚至更大。当有INS时，可以测得载体的运动速度，再利用卫星星历数据获得卫星的位置和运动速度，并且在晶振误差已知的情况下，可以计算出载体与卫星之间的相对运动速度和由此产生多普勒频移，虽然计算出的多普勒频移具有一定的误差，但可以大大减小频率搜索范围，降低运算量和提高实时性。

1.3捕获频率的精化

对于无辅助信息的捕获，由于捕获频率精度是500Hz，可能不满足跟踪的要求。在捕获成功之后，增加一个精化阶段，其思想是：对于新进的帧，设捕获得到的频率是f，因为相位也不知道，同时利用f、f-f_s、f+f_s三个分量，并对0、π/4、π/2、3π/4四个分量进行载波去除并积分，共计十二次载波去除，在三角函数预计算之后，进行以上十二次计算的计算量并不大。求出上述计算中积分绝对值最大的一次，其相应的频率分量作为新的频率，随后f_s减半，对下一个新进的帧迭代精化。f_s初值设为500Hz。经过三次迭代，频率精度可精确到62.5Hz，一般满足跟踪要求。捕获频率的精化算法如图14所示。

2.跟踪

为了提高跟踪环路稳定性和数据码的正确率，本文对每个数据码(D码)的输出都是二十帧相关积分求和的结果，为了提高数据码的正确性，需要在正式跟踪之前确定数据码的边界。其次，为了满足高动态的要求，对每一毫秒相关积分的结果(I，Q值)进行滤波，滤波带宽根据信号强度而定。因此要解决两个问题，一是确定数据码边界，二是确定信号强度。

2.1确定数据码边界

前面说过，跟踪过程中去除载波和C/A码是以C/A码的相位确定每帧中频数据的起点，即对于每二十帧的中频数据，不仅是数据码边界对齐，而且是从C/A码起始点开始，这样就彻底解决了边界问题。实践证明，以C/A码起点对齐的跟踪方式，计算量略小于以接收机时间边界对齐的方式，且不需要考虑边界问题，精度较高。确定数据码边界的方法是，对一段时间长度的所有数据码，如1000毫秒的连续数据码，按每20毫秒求和得到大约50个分段求和的数据码，再对这50个值求绝对值再求和，得到一个输出。依次在这1000个连续数据中偏移0～19处分段求和求绝对值再求和，选取最大的一个分量对应的偏移，即可确定数据码边界。通过增加求和的时间，可提高数据码边界的正确率，当然以时间为代价。确定数据码边界算法如图15所示。

2.2确定信号强度和噪声带宽

在确定数据码边界时，可顺便统计信号的强度，以确定信号的带宽。关于信号强度的计算，已经提出了不少算法，这里不列举。由信号强度确定噪声带宽，采用一种线性映射关系：

B_N＝P-Cons

其中B_N为噪声带宽；P为信号的功率，单位为dB-Hz；Cons为常量，比如可以取为20。

2.3数据码的输出

跟踪过程的相关积分长度是1毫秒，这是为了适应高动态的要求。但每次计算数据码所用的时间长度是20毫秒(卫星时间)，这样就保证了接收机的高灵敏度。而动态性能和灵敏度的调节关键在于噪声带宽的设置，由于跟踪环路对不同功率的信号采用不同的噪声带宽，所以就接收机整体而言，既能保证最高的动态性能，又能接收到弱信号。而在深组合信息的辅助下，即使是弱信号，也不容易失锁。

2.4晶振频率误差估计

由于接收机前端产生用于下变频的本地载波的晶体振荡器存在频率误差，这将导致中心频率随时间漂移，晶体振荡器的误差等价于中心频率的误差。因而接收机晶振频率误差影响辅助多普勒频移误差。在未补偿接收机晶体振荡器频率误差的情况下，由GPS观测的速度是含有误差的，目前晶体振荡器的频率稳定性可达10^-11～10^-10，也就是说，每秒钟造成的速度误差可增加0.01～0.001米/秒的量级。但是，与INS一样，高精度时钟价格也很昂贵。因而，更为可行的方法是通过对晶振误差建模，进行估计，从而达到修正误差的目的。不过，研究表明，影响钟差的因素很多，包括载体振动和温度等，导致很难建立实用的精确模型，因此本项目中使用实时建模方法估计接收机晶振频率误差。

可观测卫星数目在4颗及以上条件下晶振频率误差的计算。

如果大气折射率对伪距观测量的影响忽略不计，伪距观测方程可以表示为：

${\mathrm{\ρ}}_i^j=R_i^j+\mathrm{c\δ}{t}_i-c{\mathrm{\δt}}^j$

式中：

和

分别表示用户与接收机的观测伪距和几何距离，cδt_i和cδt^j分别表示接收机钟差和卫星钟差。

注意到卫星钟差cδt^j可以根据导航电文中给出的有关参数予以修正，故对上式进行微分可以得到伪距率观测方程：

${\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}_i^j={\stackrel{\·}{R}}_i^j+c{\stackrel{\·}{\mathrm{\δ}}t}_i$

将上式进行线性化有：

${\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}_i^j=\left(\begin{array}{ccc}{l}_i^j& m_i^j& n_i^j\end{array}\right)\left\{\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}^j\\ {\stackrel{\·}{y}}^j\\ {\stackrel{\·}{z}}^j\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_i\\ {\stackrel{\·}{y}}_i\\ {\stackrel{\·}{z}}_i\end{array}\right]\right\}+c{\stackrel{\·}{\mathrm{\δ}}t}_i$

式中

为接收机至观测卫星的径向矢量在地心地固坐标系中的方向余弦。由于伪距率和卫星速度信息已经得到，如果同时观测到4颗或者以上卫星，就可以得到接收机晶振频率的误差。

根据一段时间内得到的接收机晶振频率误差建立实时误差估计模型，利用模型进一步估计下一时刻的晶振频率误差并且得到相对应的载波多普勒频率偏移，用来辅助载波跟踪环，实现载波跟踪环的稳定性。

下面具体陈述误差模型的建立过程。

1)在实时估计中低阶误差估计模型是唯一选择

本方法建立的模型为低阶多项式模型。虽然高阶多项式可以近似任意函数，但是由于计算量大，不可能满足实时导航的需要，这样就排除了高阶模型，低阶模型的阶数可根据晶振的性能选取。

本算法使用的晶振频率误差模型为：

${\stackrel{\·}{\mathrm{\δ}}t}_i=x_0+x_{1}t+x_2{t}^2+...+x_n{t}^n$

其中t表示时间，x₀、x₁、x₂…x_n为模型参数，n是一个不大的正整数(比如取1、2或者3)

2)使用低阶模型时主要考虑的两个问题

(1)时间段的长度不能过长，也就是要解决过去时间数据可用性的问题。

对模型短时间段的估计才能采用低阶多项式模型(比如线性化模型)，因此在建立模型时，低阶多项式模型对时间段的长度有严格要求，如果时间段过长，那么低阶多项式模型很有可能不再适用。

(2)数据点个数不能过少。

当区间长度不是非常小时，观测数据点个数不能过少，否则用回归分析得到结果的误差过大；如果区间长度减小，回归分析方法对观测数据个数的要求会相应放松。

3)接收机晶体振荡器频率误差估计算法(固定区间估计算法)

针对使用低阶模型主要考虑的两个问题，提出固定区间估计算法。

(1)算法符号说明：L和L*都表示固定区间时间的长度，并且L*＜L。length表示接收机开始工作时当前区间的实际长度，随着每帧新的中频数据的进入，length的值逐渐增加到L为止。N_S和N_S*分别表示固定区间L中当前时间段和最旧数据时间段可见卫星的数目。E_i和分别表示可观测卫星数目大于四颗或小于四颗的单位时间段。

表示在卫星数目大于4颗的单位时间段得到的晶振频率误差观测值。S_E和

分别表示在考虑的区间中可观测卫星数目大于四颗和小于四颗的单位时间段的数目。N₁和N₂分别表示区间长度为L时进行回归分析时S_E取值的上限和下限。n表示进行回归分析时实际用的频率误差观测数据的数量值。在考虑的区间长度为L时，如果S_E＞＝N₁，则使n＝N₁；如果N₁＞S_E＞＝N₂，则使n＝S_E；在考虑的区间长度为L*时，如果S_E＞＝2，则使n＝S_E。

(2)本算法首先采用一个时间长度为L的固定区间，记录在这段时间内每个单位时间段可见卫星的数目情况。当对新的中频数据帧进行了捕获跟踪处理后，判断当前单位时间段可见卫星的数目，如果可见卫星数目大于等于4，则S_E加1，否则S_E不变。如果区间中最旧单位时间段可见卫星数目大于4，则S_E减1，否则S_E不变。然后将当前时刻状态加入区间首端，将最旧时刻状态从区间末端去掉。简而言之，就是使固定区间L向前移动一个单位时间段。当固定区间长度为L时，不管其中的E_i和

如何分布，只要S_E大于等于阈值N₂，则利用最新的n个观测值

建立晶振频率误差实时模型，并估计下一时刻晶振频率误差，用来辅助载波跟踪环。

如果S_E小于阈值N₂，则固定区间长度减小为L*(可以取L*＝10ms)。如果S_E*大于等于2，则利用最近的S_E个

进行线性回归并建立误差模型，并估计下一时刻晶振频率误差；如果S_E等于1，那么估计的下一时刻的晶振频率误差取为最新观测时刻的频率误差；如果S_E*等于0，误差模型暂时不进行估计。这里的思想是，在长时间区间观测数据量不足的情况下，转而考虑距离当前时刻短时间区间的情况，如果在接近当前时刻的短区间有一些观测数据，由于这些数据与下一时刻误差的相关性比较强，那么利用这些较新数据进行回归分析，得到的模型精度也是可以接受的。然后用得到的模型估计下一时刻晶振频率误差，用来辅助载波跟踪环。

固定区间法估计晶振频率误差算法流程图如图16所示。

2.5辅助载波环

中频信号经过解相关后生成I和Q积分值，经过码鉴相器和频率鉴相器生成跟踪频率、相位和伪随机码偏移。同时，由鉴相器输出的差分值经过高通滤波器，统计出频率方差和伪距方差，并转换为观测方程中的观测方差阵R。INS在组合滤波中亦估计出状态方差，经过转换和坐标轴映射后与由鉴相器统计的方差两者比较生成组合滤波器反馈辅助载波频率的权重。

延迟环和锁相环鉴相器高通滤波器设计

对鉴相器的高通滤波器设计如图17。

组合滤波器对锁相环频率辅助

$f_C=\frac{f_G\·q_2+f_I\·q_1}{q_1+q_2}---\left(13\right)$

其中f_C是组合计算的频率，f_G是鉴相器的输出频率，f_I是由组合滤波器速度推导出来的频率。q₁和q₂的比例反映了f_I辅助f_G的程度。设置q₂≡1，q₁根据多普勒频率偏移变化率改变，即根据加速度和卫星视线确定，

$q_1=C_1\left|\stackrel{\·}{f}\right|---\left(14\right)$

多普勒频率偏移的估计方差

$q_F=\frac{w_1{w}_2}{w_1+w_2}+C_2\left|\stackrel{\·}{f}\right|---\left(15\right)$

其中w₁是锁相环估计的多普勒频率偏移的方差，如图17所示。w₂是组合滤波器速度误差映射到卫星-用户连线上的分量并转换为频率误差。取C₁＝C₂＝0.01。

是多普勒频率偏移的变化率。

$\stackrel{\·}{f}\≈(a+{\mathrm{\ω}}^2{r}_s)\·(r_s-r_u)\×\frac{f_{L1}}{c}---\left(16\right)$

α是比力，ω是卫星绕地球转的角速度，r_s和r_u分别是卫星和用户的位置。f_L1是L1载波频率，c是光速。

如果组合滤波器辅助程度较大，锁相环对组合滤波器的修正作用就越小，这形成了严重的正反馈作用。如果组合滤波器辅助程度过小，则锁相环可能因不能得到充分的辅助而失锁。当组合滤波辅助锁相环程度较大时，为了避免正反馈效应，锁相环修正组合滤波的程度应该降低；当组合滤波辅助锁相环的程度较小时，应增大锁相环对组合滤波器的修正作用，否则造成信息浪费。因此应借助

和两项控制辅助或者修正的权重。

Claims (12)

1.一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其可用于高动态、低信噪比和有惯性导航***(INS)辅助、无INS辅助四种条件下的导航，其特征包括：

(A)捕获环节：根据是否有辅助信号，捕获环节选择采用以下两种捕获算法之一：(1)无辅助信号时的捕获算法：在进行某颗卫星信号捕获的搜索过程中，在无辅助信号的条件下，采用逐步缩小搜索频率区间的非相关积分快速捕获算法；如果本次积分结果最大值大于阈值，则成功捕获该卫星，进入步骤(B)；如果本次积分结果最大值小于阈值，则重复步骤(A)；如果非相关积分次数达到阈值，则认为该卫星信号不存在或信号过弱不能捕获；(2)有辅助信号时的捕获算法：在进行某颗卫星捕获的搜索过程中，在存在辅助信号的条件下，由得到的载波多普勒频率及其方差，采用小范围频率搜索的快速捕获算法；如果捕获成功，进入步骤(C)；如果捕获不成功，则认为该卫星信号不存在或信号过弱不能捕获；

(B)精化环节：精化环节通过对搜索频率间隔的逐次减小，提高搜索频率的精度；如果频率精度达到就绪环节的要求，精化环节完成，进入步骤(C)；

(C)就绪环节：对一定长度的数据码进行处理，确定数据码的起始位置，进入步骤(D)；

(D)跟踪环节：在信号进入跟踪环节后，根据信号的强度自适应设计跟踪带宽；在跟踪环节对每个信号帧进行解相关时，使每个待解调的信号帧都以C/A码零相位为起点；对一帧信号跟踪完成后，进入步骤(E)；

(E)组合环节：步骤(D)处理得到的信息和INS测量信息，一起被送入组合滤波器，进行信息融合；组合环节得到载体导航信息并将导航信息输入步骤(F)；

(F)辅助环节：辅助环节利用卫星位置和速度信息以及载***置和速度信息估计得到载波多普勒频率偏移及其方差，从而可以估计载波的频率范围；在当前卫星信号处于失锁的情况下，此信息用于步骤(A)，用来缩小捕获环节搜索的频率范围以辅助捕获，从而提高了接收机对高动态、低信噪比信号的捕获性能；在当前卫星信号处于跟踪的情况下，此信息与步骤(D)得到的载波多普勒频率偏移及其方差信息进行融合，进一步得到更加精确的载波多普勒频率偏移及其方差信息用于跟踪环节，从而提高了接收机对高动态、低信噪比信号的跟踪性能；

(G)晶振误差估计环节：进行接收机晶振频率误差的实时模型估计，得到对应的多普勒频率并将信息送入步骤(F)。

2.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(A)方法(1)中，如果本次非相关积分结果最大叠加峰值小于阈值，根据待搜索频率的叠加峰值大小排序，淘汰掉峰值较小的一半搜索频率，以最大捕获概率缩小下一次待搜索的频率分量集合。

3.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(A)方法(1)中，能根据信号的强度自动调节捕获环节的非相关积分时间。

4.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(A)方法(2)中，多普勒频率及其方差是通过卫星的位置和速度、载体的位置和速度、接收机钟差以及相应的方差得到的。

5.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(A)方法(2)中，由于得到了载波多普勒频率及其方差，因此得到了载波频率以及方差，从而大大缩小了捕获环节频率搜索范围。

6.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(B)中在捕获成功之后，增加一个精化阶段：设捕获得到的频率是f，假设频率间隔为f_s，对于新进的帧，同时利用f、f-f_s、f+f_s三个分量，并对初始相位为0、π/4、π/2、3π/4四个分量进行载波去除并积分，共计十二次载波去除，求出上述计算中积分绝对值最大的一次，其相应的频率分量作为新的频率，随后f_s减半，对下一个新进的帧迭代精化；在精化环节之后，进入就绪环节。

7.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(C)中，确定数据码边界的方法为：对一段时间长度为T的所有数据码，按每20毫秒求和得到大约

个分段求和的数据码，再对这

个值求绝对值再求和，得到一个输出。依次在这时间长度为T的连续数据中偏移0～19处分段求和求绝对值再求和，选取最大的一个分量对应的偏移，即可确定数据码边界；通过增加求和的时间，可提高数据码边界的正确率，当然以时间为代价。

8.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(D)中，信号在进行实质跟踪阶段时，利用下式调整通道噪声带宽

B_N＝P-Cons

式中其中B_N为噪声带宽，P为信号的功率，Cons为常量。

9.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(C)和(D)中，在解决数据码边界问题时，对于每二十帧的中频数据，不仅是数据码边界对齐，而且每帧信号都以C/A码零相位为起始点。

10.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(E)中：根据锁相环稳定性确定由GPS修正INS或组合导航速度信息的程度；即利用高通滤波器确定锁相环跟踪误差，并作为多普勒频率偏移误差向INS子***或组合滤波器提供估计误差；最终的多普勒频率偏移的估计方差为

$q_F=\frac{w_1{w}_2}{w_1+w_2}+C\left|\stackrel{\·}{f}\right|$

其中w₁是锁相环估计的多普勒频率偏移误差，w₂是组合滤波器速度误差映射到卫星一用户连线上的分量并转换为频率误差，C为常值，

是多普勒频率偏移的变化率；

$\stackrel{\·}{f}\≈(a+{\mathrm{\ω}}^2{r}_s)\·(r_s-r_u)\×\frac{f_{L1}}{c}$

α是比力，ω是卫星绕地球转的角速度，r_s和r_u分别是卫星和用户的位置，f_L1是L1载波频率，c是光速。

11.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(F)中，在存在INS信号的条件下，利用组合滤波器预测的辅助多普勒频率偏移提高跟踪环路的动态性能；组合滤波器对锁相环频率辅助公式为：

$f_C=\frac{f_G\·q_2+f_1\·q_1}{q_1+q_2}$

其中f_C是组合计算的频率，f_G是鉴相器的输出频率，f_I是由组合滤波器速度推导出来的频率，q₁和q₂的比例反映了f_I辅助f_G的程度，其中q₂设置为常值，q₁根据多普勒频率偏移变化率改变；q₁计算公式为：

$q_1=C\left|\stackrel{\·}{f}\right|$

式中C为常数，

是多普勒频率偏移变化率。

12.如权利要求1所述的一种自适应GPS软件接收机的工作方法，其特征在于，步骤(G)中利用固定区间法实时估计晶振频率误差模型，然后进一步估计下一时刻的晶振频率误差并得到对应的多普勒频率偏移，用以辅助载波跟踪环，从而保证了跟踪环节的稳定性。

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