CN101132191B - 一种gnss接收机基带信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种GNSS接收机的基带信号处理方法。本方法主要适用于GNSS接收机普通测距码信号的接收，并在频域内完成基带信号的捕获、跟踪处理，易基于大规模集成电路实现。捕获过程中，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算。码跟踪过程中，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关峰位置，然后利用曲线拟合的方法完成码相位的精确估计。载波跟踪过程中，首先根据捕获时得到的粗略载波频率估计值确定计算DFT值点的范围，并利用滑动DFT方法计算这部分点的DFT值，然后利用插值DFT方法对载波频率进行估计。在导航电文恢复时，利用了码跟踪过程中IFFT的输出结果完成数据的解调。

Description

一种GNSS接收机基带信号处理方法

技术领域

本发明属于通信领域，涉及一种信号处理方法，具体涉及一种GNSS接收机基带信号处理方法。

背景技术

采用扩频测距码的现代卫星导航***(GPS、北斗二代、Galileo等)的导航电文以数据形式对伪随机码和载波进行两次调制，形成无线电波后连续地向地面发射。用户则通过接收机截获视界内的卫星信号进而求得导航定位信息，***的通信基础是扩频通信，此即为现代卫星导航***的简要工作原理。

卫星导航***的信号结构是由***的设计目标、定位精度要求等共同决定的。卫星信号包括三种信号分量：伪随机噪声序列(即PRN序列，又称为测距码或副载波)、数据码和载波。***利用测距码在频域上扩展导航电文信号。

测距码包括普通测距码(粗捕获码)和精碲测距码两种。目前卫星所采用的两种测距码均属于PRN码。数据码又称导航电文，也是一种二进制0、1码，各卫星导航***数据码速率多为不同，但远远低于测距码码速率，采用低数据码速率是为了获得较大的扩频增益。卫星的测距码和数据码采用BPSK或QPSK来对载波进行调制。

基带信号处理主要包括对卫星信号的捕获、跟踪、解码等工作，目的是提取各观测量，通过对卫星导航电文的解码，完成对导航电文数据的提取，这是接收机后续导航解算工作的基础。

图1所示为GNSS接收机的典型结构，其中数字基带信号处理器是接收机的核心。天线接收GNSS信号，经过前置放大、RF/IF变换、A/D变换之后形成混频后的中频数字信号，并输入至数字基带信号处理器；该数字基带信号处理器输出主要是伪距、多普勒频率、本地时间等参量。这些参量被后面的导航信号处理器按相应的定位算法解算出位置、速度等用户所需要的信息。数字基带处理器主要实现的功能有：产生本地参考伪码；伪码捕获；伪码和载波跟踪；数据解调(导航电文解调)；获取载波多普勒频率(距离变化率)和载波相位(距离变化量)；由各卫星信号提取信噪比信息等。

对于采用扩频测距码的卫星信号有多种捕获方案，较常用的设计方法为将伪码搜索和载波搜索有机分离，对二者分别进行捕获。对二者分别搜索的过程又可分为：伪码串行载波串行的搜索策略；伪码串行载波并行的搜索策略；伪码并行载波串行的搜索策略；伪码并行载波并行的搜索策略。相应于各种搜索策略的捕获时间各不相同，全并行的速度最快，但要耗费最大的软硬件资源。这种对多个二维信号单元依次进行搜索的方法被称为序贯搜索法。另外还可以采用FFT方法，可以直接对GNSS卫星信号进行二维捕获。

捕获到卫星信号后，即可利用伪码跟踪环和载波跟踪环对信号进行跟踪，实现接收机复现信号同输入信号准确同步，使相关输出始终处于最大状态，同时对各观测量及导航电文进行提取。

由于进行伪码跟踪时，载波的频率和相位并不精确已知，因此传统结构一般采用超前-滞后型非相干数字延迟锁相环(DDLL)。这种跟踪环的相关运算采用了两个独立的相关器：超前码(早码)相关器和滞后码(迟码)相关器。输入信号分成两路：一路同超前本地参考码相关；另一路同滞后本地参考码相关。相关结果再经过积分(或累加)、平方、加减运算完成鉴相。

载波跟踪环的作用为对码跟踪环的输出信号进行解调，得到导航电文数据，同时得到载波Doppler频移观测量。目前，应用于载波跟踪的方法比较多，常用的有平方环、锁相环(PLL)、频率锁定环路(FLL)等。PLL动态性比较敏感，但能产生最精确的伪距变化率观测量。对于给定的信号功率，PLL可以提供比FLL误比特率低的数据解调。因此，PLL适用于GNSS接收机载波跟踪环的稳态跟踪模式。在信号初始捕获时，动态环境下实现频率锁定(FLL)比实现相位锁定容易，因此也有方法将两种环路相接合来进行载波跟踪。常用的FLL鉴频器算法有叉积自动频率跟踪算法(CPAFC)等。

传统的时域捕获跟踪信号处理方法，信号捕获速度有限，跟踪带宽窄，对于微弱信号的处理能力较弱，不适合在高动态环境或干扰环境下的进行信号处理。

发明内容

本发明提出了一种GNSS接收机的基带信号处理方法。主要适用于GNSS接收机普通测距码信号的接收，并在频域内完成基带信号的捕获、跟踪处理。码跟踪过程中，找出多个相关峰位置后，利用曲线拟合的方法完成码相位的精确估计。载波跟踪过程中，确定进行DFT运算的采样点范围，计算DFT值并对载波频率进行估计，再进行跟踪环路中载波频率的更新。在导航电文恢复时，利用了码跟踪过程中IFFT的输出结果完成数据的解调。本方法全部利用频域处理，利用FFT、IFFT和DFT等数字信号处理方法，大幅度提高了多支路相关的计算效率和频谱分析精度，实现速度更快，有利于信号的快速捕获与重捕。其在复杂环境中仍具有较强的鲁棒性，且易于应用大规模集成电路实现。

本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法，其特征在于，本方法包括以下步骤：

步骤1：天线接收GNSS信号，经过前置放大、RF/IF变换、A/D变换之后形成中频数字信号。

步骤2：数字基带处理器接收混频后的中频数字信号，进行信号捕获，根据已有的频域快速捕获方法，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算。

步骤3：将捕获后的信号输入到跟踪模块，进行码跟踪和载波跟踪。

步骤4：根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转。根据跟踪环路的输出信息，通过判断码跟踪环路两个相邻码相位更新周期中最大峰值处的IFFT运算的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化。从而进行导航电文数据的解调。同时，将解调后的结果反馈到跟踪模块。

步骤3中，进行测距码跟踪时，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关峰位置，然后利用最小二乘法进行三角形拟合，根据三角形顶点的位置完成理论最大峰值位置的精确估计，进而完成码相位的精确估计。

步骤3中，进行载波跟踪时，首先采用多点滑动DFT算法，利用前一窗中载波信号采样点的傅里叶变换计算结果，去计算本窗中采样点的傅里叶变换值，然后利用插值DFT算法进行频谱分析，完成载波频率的精确估计。

步骤3中，采用多点滑动DFT算法计算本窗中采样点的傅里叶变换值时，首先，由捕获环路获得频率搜索步长以及粗略载波频率估计值，然后确定需计算DFT值点的范围，再利用多点滑动DFT算法计算这部分点的DFT值。

本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的优点在于：

(1)本发明方法的描述中，GNSS信号的捕获和跟踪操作全部利用频域处理，大幅度提高了多支路相关的计算效率，有利于信号的快速捕获和重捕，非常适合于微弱信号环境、干扰环境和较高动态环境下的信号捕获和跟踪。

(2)本发明方法的描述中，GNSS信号捕获及码跟踪部分都采用FFT及IFFT来实现。FFT及IFFT设计时可采用流水线模块化级联结构，运算速度更快；也可以采用成熟的IP核完成集成电路设计，易于采用大规模集成电路实现。

(3)应用本发明描述方法步骤进行载波跟踪时，首先根据捕获时的频率搜索步长以及得到的粗略载波频率估计值，来缩小计算DFT值点的范围，然后应用利用滑动DFT算法计算频率估计时所需的傅立叶变换幅度值，这样便极大地降低了计算复杂度，有利于集成电路实现。

附图说明

图1为现有的GNSS接收机的***框图；

图2为现有的GNSS接收机频域捕获模块结构图。

图3为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法流程示意图；

图4为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的中频信号测距码跟踪方法流程示意图；

图5为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的中频信号载波跟踪方法流程示意图；

图6为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的现有多点滑动DFT方法示意图；

图7为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的测距码相位捕获结果图；

图8为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的码跟踪过程中测距码估计示结果图；

图9为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的20个导航电文周期内的载波跟踪结果图；

图10为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的为发送端导航电文波形图；

图11为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的为接收端导航电文波形图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

本方法主要适用于GNSS接收机普通测距码信号的接收，并在频域内完成基带信号的捕获、跟踪处理。捕获过程中，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算。码跟踪过程中，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关峰位置，然后利用曲线拟合的方法完成码相位的精确估计。载波跟踪过程中，首先根据捕获时得到的粗略载波频率估计值确定计算DFT值点的范围，并利用滑动DFT方法计算这部分点的DFT值，然后利用插值DFT方法对载波频率进行估计，并进行跟踪环路中载波频率的更新。在导航电文恢复时，利用了码跟踪过程中IFFT的输出结果完成数据的解调。

如图3所示，本方法包括以下步骤：

步骤一：如图1所示，天线接收GNSS信号，经过前置放大器、RF/IF变换器、A/D变换器之后形成混频后的中频数字信号。

输出的数字化中频信号如下式：

s(n)＝AD(nt_s-τ)C(nt_s-τ)cos[2π(f_IF+f_d)nt_s+φ₀]+N′(n)      (1)

其中，s(n)为第n个采样点时中频信号输出值。A、f_IF和φ₀分别表示载波的幅度、频率和初始相位，f_d为多普勒频偏，t_s为采样间隔，τ为时间延迟。D(nt_s)和C(nt_s)分别表示导航电文数据(D码)和普通测距码，N′表示噪声信号。

步骤二：数字基带处理器接收混频后的中频数字信号，进行信号捕获，根据已有的频域快速捕获方法，在捕获环路中，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算。

如果A/D变换器的采样频率为定值，即采样间隔t_s为常量，则有：Z(m，f_d)＝I+jQ＝IFFT{FFT{s(n)exp[-j2π(f_IF+f_d)nt_s]}FFT^*[C(m)]}  (2)

其中，n＝(i-1)M+m，表示第i个测距码周期的第m个采样点，m ∈[1，2，...，M]，M为每个测距码周期中的采样点数。C(m)代表本地产生的C/A码，^＊代表取共轭。Z(m，f_d)表示输入信号与本地复现信号的相关结果。令

信号捕获就是在码相位和多普勒频率进行二维搜索来检测。|Z(m，f_d)|若超过门限值V_th，则捕获成功，否则捕获失败。当然这里也可以通过判断|Z(m，f_d)|²来实现。

利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来进行上述运算。如图2所示，输入信号和本地载波NCO分别产生的正交的I、Q两支路载波相乘后得到复信号：x(n)＝I(n)+jQ(n)，x(n)进入FFT变换器，进行FFT变换。同时本地普通测距码产生器生成的码序列经过FFT变换器和共轭处理器，先后进行FFT变换和共轭处理后的结果与x(n)的FFT经过变换之后的结果在乘法器中相乘，再经过IFFT变换后获得时域的相关结果，即得到对应于每个码相位的相关峰值。这些相关峰值经过平方变换器，其平方结果的峰值处即为输入信号的码相位，并将其输入到逻辑控制器中。此时扫描到的载波频率即为捕获频率。

步骤三：将捕获后的信号输入到跟踪模块，进行码跟踪和载波跟踪。

本发明所描述的码跟踪方法流程如图4所示。这里的数据相关部分的信号流程与上文所述的捕获过程相似。不同之处为载波NCO的频率更新受到载波跟踪环路所得到的估计频率控制，同时每次更新周期中的载波相位应该是连续的，其原因将在解调模块的分析中详细描述。

进行相关运算后，由IFFT变换器得到对应于不同码相位的多个相关峰值，这里码相位的个数与采样频率有关，采样频率越高，时间分辨率越高。但受到数据处理器能力的限制，不可能无限提高采样频率，为了在有限的采样率下进一步提高码相位估计精度，本方法采用曲线拟合的方法来精确估计码相位，用一种示列性的三角形最小二乘拟合的方法。首先由FFT/IFFT模块成组运算得到对应于各码相位的相关峰值。相关结果输入门限判决器，如果最大相关峰达到判决门限，跟踪过程继续进行，否则跟踪过程结束，重新捕获。若跟踪过程继续，则在峰值比较器中比较各相关峰值|Z|的大小，查找并保留最大峰值及其附近的峰值点，并将峰值信息输入到导航电文解调模块。接下来将峰值比较器中的比较结果输入到曲线拟合器，曲线拟合器以最大峰值点为分界点将保留的峰值点分为两组，应用最小二乘法将每组数据点拟合为两条直线，这两条直线的交点的横坐标即为码相位的精确估计值。最后，普通测距码发生器根据得到的码相位估计值产生普通测距码，反馈到跟踪环路。

以保留9个峰值点z₁(x₁，y₁)，z₂(x₂，y₂)，…，z₉(x₉，y₉)为例，具体的数学表达式描述如下：

设峰值比较器中保留的峰值点为：

{z₁(x₁，y₁)，z₂(x₂，y₂)，…，z₉(x₉，y₉)}，(z₁≤z₂≤z₃≤z₄≤z₅，z₉≤z₈≤z₇≤z₆≤z₅)  (3)

曲线拟合器中两条待拟合的直线为：

$\left\{\begin{array}{c}{l}_1=a_1+a_{2}x\\ l_2=b_1+b_{2}x\end{array}\right.---\left(4\right)$

由最小二乘法的线性经验公式可得：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_2=\frac{\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}\left(x_i{y}_i\right)-\frac{1}{5}\left(\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right)\left(\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i\right)}{\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^2-\frac{1}{5}{\left(\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right)}^2}\\ a_1=\frac{1}{5}\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i-\frac{1}{5}{a}_2\underset{i=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\end{array}\right.---\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{b}_2=\frac{\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\left(x_i{y}_i\right)-\frac{1}{5}\left(\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right)\left(\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i\right)}{\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^2-\frac{1}{5}{\left(\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right)}^2}\\ b_1=\frac{1}{5}\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i-\frac{1}{5}{b}_2\underset{i=5}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\end{array}\right.---\left(6\right)$

将(5)、(6)代入(4)，可得两条直线的交点横坐标为：

$x_0=\frac{b_1-a_1}{a_2-b_2}---\left(7\right)$

x₀的值即为码相位的精确估计值。

本发明所描述的载波跟踪方法流程图5所示。

将由解调模块反馈回跟踪环路的解调所得的导航电文(D码)求解结果，与输入的中频数字信号输入乘法器进行相乘，从而解除D码调制。将普通测距码发生器产生的本地普通测距码与解除D码调制后的中频数字信号经乘法器相乘，完成解扩。由s(n)的表达式可得，去调制并解扩后的信号为：

s′(n)＝Acos[2π(f_IF+f_d)nt_s+φ₀]+N′(n)         (8)

若普通测距码相位跟踪精确，则载波跟踪环路中需进行频率估计的信号近似为加噪声的单频信号s′。

对所得的单频信号的数据段经DFT变换器进行DFT运算，再由频率估计器分析其频谱，进而完成频率估计。在跟踪环路中进行载波频率估计时，若DFT变换器的滑动窗中N点傅里叶变换值由FFT来算得，计算负荷过大，难以实时处理。即使应用多点滑动DFT算法的递推公式来计算N点的傅里叶变化值，计算量仍然巨大。由插值DFT算法可知，进行频率估计时，只需要最大值谱线及其附近的一条谱线值，因此可以考虑在DFT变换器中，由捕获得到的频率信息缩小计算DFT值点的范围，然后再应用多点滑动DFT算法的递推公式来计算N点的傅里叶变化值。

设由捕获环路得到的频率为f_acq，捕获环路中频率搜索的步进值为f_step，则载波多普勒频率范围应为：

f∈[f_acq-f_step，f_acq+f_step]                     (9)

由DFT基本理论可知，进行N点DFT运算时，对应(9)式的索引范围为：

$N_{\mathrm{range}}\∈[\mathrm{int}\left(\frac{(f_{\mathrm{acq}}-f_{\mathrm{step}})}{f_s}N\right),\mathrm{int}\left(\frac{(f_{\mathrm{acq}}+f_{\mathrm{step}})}{f_s}N\right)]---\left(10\right)$

式中int(·)表示取整。

确定了数据点范围后，DFT变换器可根据现有文献中的多点滑动DFT算法计算各点的DFT值。如图6所示，假设两窗之间的间隔为P，滑动窗口长为N。多点滑动DFT算法目的即为根据递推关系计算每窗口中的DFT值。设i时刻时域信号波形的采样离散值为s′(n)，傅里叶变换为S_i(k)，则以i+p为起始位置的N点傅里叶变换为：

$S_{i+p}\left(k\right)=\underset{n=p}{\overset{N-1-p}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{\′}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(n-p)}=\{S_i\left(k\right)+\underset{n=0}{\overset{p-1}{\mathrm{\Σ}}}[s^{\′}(n+N)-s^{\′}\left(n\right)\left]e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}}\right\}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{pk}}---\left(11\right)$

与FFT一次算出所有点的傅里叶变换值不同，应用(11)式可以直接求得单点的傅里叶变换值，这便能够直接计算(10)式中所需点的傅里叶变换值，这样极大地降低了DFT变换器的计算复杂度。

载波跟踪的目的是得到载波频率的精确估计，图5示出了在得到所需点的DFT值后，可根据已有文献中的DFT插值算法，由频率估计器完成频率估计。

观察公式(8)信号，在DFT变换器中对s′_i进行DFT后，频谱的幅度项为：

$S\left(k\right)=\frac{A\sin \left[\mathrm{\π}(k-f_{\mathrm{IF}}T)\right]}{\sin [\mathrm{\π}(k-f_{\mathrm{IF}}T)/N]}---\left(12\right)$

式中T＝Nt_s，则给出载波频率的估计值表达式为：

$f=f_{\mathrm{IF}}+f_d=\frac{1}{{\mathrm{Nt}}_s}[k_0+\frac{r\left|S(k_0+r)\right|}{\left|S\left(k_0\right)\right|+\left|S(k_0+r)\right|}]---\left(13\right)$

其中，N为DFT点数，k₀是s′(n)的DFT最大值谱线的位置。r＝±1，当|S(k₀+1)|≤|S(k₀-1)|时，r＝-1；当|S(k₀+1)|≥|S(k₀-1)|时，r＝1。

因此，在频率估计器中，将由DFT变换器得到的数据点的DFT值代入(13)式，便可得到载波频率的估计值。将得到的载波频率估值输入到码跟踪环路，若码跟踪环路的最大相关峰值达到判决门限，则重新选取数据段，跟踪过程继续进行，否则跟踪过程结束。

DFT的频率分辨率为1/T，T＝Nt_s为信号的累积时间，当Δt为定值时，DFT的频率分辨率受到滑动窗长度N的制约。若频率分辨率过低，即使采用插值DFT的方法也很难提高频率的估计精度。所以，应该累积一定的纯载波数据段的长度用于频谱分析。当GNSS信号极其微弱时，滑动窗口长度应适当增加，即增加每次载波频率更新时的累加数据段长度。

步骤四：根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转。在导航电文解调模块中，根据跟踪环路的输出信息，通过判断码跟踪环路两个相邻码相位更新周期中最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化。从而进行导航电文数据的解调。同时，将解调后的结果反馈到跟踪环路。

本发明所描述的为频域基带信号处理方法，所以数据的解调方式不同于传统GNSS接收机中的解调方法。频域载波跟踪过程只跟踪载波的频率，所以对载波相位不能精确估计，因此本发明根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转，进而完成解调。码跟踪环路中，最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部反映了导航数据的bit高低，因此导航电文解调模块通过判断两个相邻的更新周期中最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化。由于是通过判断相位的变化来判断解调数据的翻转，所以，在码跟踪环路每次更新周期中的载波相位应该是连续的。这种解调方式可能使数据位串出现符号相反的情况。这种解调数据的多值性可以在帧同步过程中得到解决。

由(2)式得，I支路累加器第i个累加结果中的信号项总结为：

$I_i\≈\frac{A_r{A}_i{d}_i}{2}{N}_{i}R\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_i\right)\mathrm{Sa}\left(\mathrm{\π\Δ}{f}_i{T}_i\right)\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)---\left(14\right)$

式中A_r为载波发生器产生的本地参考载波的幅度，T′_i为截止到i时刻累加器累加时间长度，N_i为截止到i时刻共累加的采样点数，T_i＝N_it_s，Δf_i为i时刻参考载波的频率估计误差，Δφ_i＝φ₀-φ₀为i时刻载波发生器产生的本地参考载波与接收信号的相位差，Δτ_i为i时刻测距码相位估计误差。R(·)为相关函数、Sa(·)为抽样函数。当码相位延时与载波频率估计十分精确时，

I_i≈Kd_icos(Δφ_i)                       (15)

其中，K为比例系数。

而且载波发生器产生的本地参考载波的相位是连续的，Δφ_i≈Δ_i-1，所以，

I_iI_i-1≈K²cos²(Δφ_i)d_id_i-1∝d_id_i-1     (16)

因此，本发明中的导航电文解调模块通过判断码跟踪环路两个相邻更新周期中最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化。这种解调方式可能使数据位串出现符号相反的情况。这种解调数据的多值性可以在帧同步过程中得到解决。

计算机仿真程序产生GPS的L1信号，由RF变换到1.25MHz的中频上，接收端的采样频率设置为5MHz，因此每个GPS的C/A码周期内有5000个采样点。设置码片延时为504个采样点，多普勒频偏为1907Hz，到达接收机的中频信号的信噪比为-10dB。

图7所示，为本方法步骤二中接收的测距码相位捕获结果示意图，从图中可以看出，最大相关峰的位置在500附近，则码相位延迟估值接近504码片的实际延迟。由图8所示，为本方法步骤三中码跟踪时保留最大峰值及其附近的8个相关峰值点，由三角形最小二乘估计得到码相位的精确估计值，出图可见，估计得三角形顶点的横坐标为504码片，与仿真设定值一致。图9示出了20个导航电文数据段内的载波跟踪过程。如图所示，捕获得到的载波频率为1252kHz，经过载波跟踪处理后，收敛于实际的载波多普勒频率1251.907kHz附近，且由捕获频率到跟踪频率的收敛速度较快，每个更新周期中的频率估值的波动幅度较小，能够精确跟踪。

图10、图11对比了发送端导航电文和接收端解调到的电文结果，可以看出解调输出波形与发端的发送波形基本一致，可以得到正确的解调结果，验证了利用本发明方法进行解调的正确性。

本领域专业人员可以按照本发明的描述完成GNSS接收机的基带普通测距码信号处理，并且应用软件或硬件平台，特别是大规模集成电路来实现本发明的方法。相比于传统的GNSS接收机的时域基带信号处理方法，本发明在捕获速度，跟踪带宽以及接收机的动态范围都有大幅度的改善。

Claims (1)

1.一种GNSS接收机基带信号处理方法，其特征在于，本方法包括以下步骤：

步骤一：天线接收GNSS信号，经过前置放大、RF/IF变换、A/D变换之后形成中频数字信号；

步骤二：数字基带处理器接收混频后的中频数字信号，进行信号捕获，根据基于FFT的频域快速捕获方法，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算；

步骤三：将捕获后的信号输入到跟踪模块，进行码跟踪和载波跟踪；

进行测距码跟踪时，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关峰位置，然后利用最小二乘法进行三角形拟合，根据三角形顶点的位置完成理论最大峰值位置的精确估计，进而完成码相位的精确估计；进行载波跟踪时，首先采用多点滑动DFT算法，利用前一窗中信号采样点的傅里叶变换计算结果，去计算本窗中采样点的傅里叶变换值，然后利用插值DFT算法进行频谱分析，完成载波频率的精确估计；采用多点滑动DFT算法计算本窗中采样点的傅里叶变换值时，首先，由捕获环路获得频率搜索步长以及粗略载波频率估计值，然后确定需计算DFT值点的范围，再利用多点滑动DFT算法计算这部分点的DFT值；

步骤四：根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转；根据跟踪环路的输出信息，通过判断码跟踪环路两个相邻码相位更新周期中最大峰值处的IFFT运算的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化；从而进行导航电文数据的解调；同时，将解调后的结果反馈到跟踪模块。

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