CN102590835B - 一种gps/ins深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器及其设计方法。本发明的高斯码相位鉴别器，在传统码相位鉴别器的基础上，增添了INS码相位鉴别器模块和高斯码相位鉴别器模块构建得到。该高斯码相位鉴别器的设计方法，由INS***利用GPS接收机码跟踪环路产生的即时码相位信息，建立同步工作的INS码相位鉴别器，将实时求出传统码相位鉴别器和INS码相位鉴别器输出数据的均方误差，作为衡量传统码相位鉴别器和INS码相位鉴别器鉴相误差的权重系数，从而组合成高斯码相位鉴别器。本发明能够增大伪随机码自相关峰值，在多径干扰下提高鉴相输出特性，有效减小码相位跟踪误差。

Description

一种GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器及其设计方法

技术领域

本发明涉及GNSS(全球卫星导航***)/INS(惯性导航***)组合导航领域，尤其涉及在多径信号干扰时，在INS信息的辅助下，设计了一种GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器。

背景技术

根据信息融合所采用的卫星接收机数据源的不同，一般将GPS/INS组合导航***分为松组合、紧组合和深组合，GPS表示全球卫星定位***，INS表示惯性导航***。深组合有着松组合和紧组合无可比拟的优势，是GPS/INS组合导航***的最新研究方向，深组合技术突破了卫星接收机原有跟踪环路的工作方式，因此，对跟踪环路的重新设计成为了研究热点。码相位鉴别器是码跟踪环路(DLL)的关键部分，它直接决定了码相位的鉴别精度，影响码相位跟踪误差，所以，码相位鉴别器在很大程度上影响了DLL的噪声和动态等重要性能。

在DLL中，本地码发生器产生的C/A码先与接收信号中的C/A码进行相关运算，然后通过码相位鉴别器来确定码相位误差，传统的码相位鉴别器有：

(a)非相干超前减滞后幅值鉴别器，它简称前减后幅值鉴别器，是用的比较常见的一种码相位鉴别器，由于这种鉴别器需要分别计算超前、滞后自相关幅值，而这些自相关幅值都需要经过开根号才能求得，所以计算量偏大、效率比较低。对于0.5码元的相关间距，在±0.5码元输入误差范围内，它产生良好的跟踪误差。但归一化后，对于0.5码元的相关间距，输入误差小于±1.5码元时，产生良好的跟踪误差，输入误差大于±1.5时，它会因为除以0而变得不稳定。由于只需要超前、滞后两条支路的信息，故需要两对相关器即可。

(b)非相干超前减滞后功率鉴别器，它是将超前支路与滞后支路上的非相干积分功率相减，这种非相干超前减滞后功率法可以免去开根号运算，所以对于非相干超前减滞后幅值法计算量要小、效率高。然而，由于自相关幅值曲线与功率曲线不相重合，因而采用非相干超前减滞后功率鉴别器会产生一定的鉴相误差。同非相干超前减滞后幅值鉴别器一样也只要两对相关器即可，误差性能也相似。

(c)似相干点积功率鉴别器，这种码相位鉴别器不再采用非相干积分结果，而是直接利用超前、即时和滞后三条支路上的相干积分值，所以它至少需要三对相关器，所采用的相干点积功率法所需要的计算量比前两种非相干型鉴别器都要低，对于0.5码元的相关间距，在±0.5码元输入误差范围内，它近似产生真实的误差输出。

(d)相干点积功率鉴别器，这种鉴别器是似相干点积功率鉴别器的一种特例，即当载波环采用锁相环的形式并且锁相环又已经工作在稳态时，接收信号的所有功率全部都集中在同向支路上，正交支路上的信号接近于零。这种鉴别器所采用的方法计算最为简单，然而它要求信号的功率集中在同向支路上。如果载波采用锁频环，或者如果作为载波环的锁相环还未达到稳态，那么接收信号的一部分功率会在正交支路中流失，这使得同向支路上输出的信号功率未达到最大，从而导致该鉴别器性能的下降。

载体在信号良好的环境里作运动时，传统的鉴相器都能够完成鉴相功能，但是在多径干扰下，码相位跟踪受到了干扰信号的严重影响，这些码相位鉴别器将不能实时鉴别出码相位误差，进而跟踪环路将进入失锁状态。因此，许多学者提出了一系列基于码相位鉴别器的抗多径干扰算法，主要有基于最大似然估计的多径分离方法和窄相关技术法。然而，基于最大似然估计的多径分离方法的抗噪声性能比较差，即在没有噪声的情况下可以对多径干扰信号的幅度和相位进行非常准确地估计，而存在噪声时其估计的准确性大大下降。窄相关技术存在其固有的局限性：由于相关间隔不可能为0，因此采用窄相关技术是不可能完全消除由多径干扰引入的C/A码跟踪误差；另外，接收机信号通道为无限带宽的条件下，减少相关间隔d可以不断地减少多径误差，而在实际应用中这个条件显然是无法满足的。

发明内容

本发明针对在多径信号干扰条件下，传统的码相位鉴别器不能有效抑制多径的干扰，其改进算法的鉴相误差精度也不够理想，在实际应用中不好实现，提出了一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器及其设计方法。

本发明提出的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器，对传统的接收机DLL环路进行了的改进，在传统码相位鉴别器的基础上，增添了INS码相位鉴别器模块和高斯码相位鉴别器模块，具体构建本发明的高斯码相位鉴别器的信息来源包括本地载波发生器、本地C/A码发生器、相关器、混频器、积分累加器、GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器、高斯函数发生器和INS码相位鉴别器。本地载波发生器在同向支路和正交支路上产生相位相差90°的载波复制信号，本地码C/A码发生器在同向支路和正交支路分别产生超前、即时和滞后复制码，中频信号分别同时通过一个混频器与本地载波发生器在同向和正交两支路产生的载波复制信号相乘混频，得到的混频结果再与本地码C/A码发生器在同向支路和正交支路分别产生的超前、即时、滞后复制码进行时间的相关运算，并将得到的信号分别通过一个积分累加器进行累加，得到同相支路的超前支路的相关输出I_E、I_P和I_L，以及正交支路的超前、即时及滞后支路的相关输出Q_E、Q_P和Q_L；同相支路的即时支路的相关输出I_P和正交支路的即时支路的相关输出Q_P引入高斯函数发生器中，高斯函数发生器利用DLL引入的码相位信息，再根据相关信息μ_INS、来构建同步的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L，利用超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L构建INS码相位鉴别器，通过环路更新，求出GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器的均方误差MSE_GPS和INS码相位鉴别器的均方误差MSE_INS，将两个均方误差作为权重系数来调整GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器和INS码相位鉴别器的输出，构建高斯码相位鉴别器D_GAUSS。

本发明提出的设计上述一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的方法，具体步骤如下：

步骤一：首先分析多径干扰对码跟踪环路的影响，然后根据码跟踪环路工作原理，得到同相支路上的超前支路的相关输出I_E、即时支路的相关输出I_P、滞后支路的相关输出I_L，正交支路上的超前支路的相关输出Q_E、即时支路的相关输出Q_P及滞后支路的相关输出Q_L。

在GPS导航***中，在不考虑调制数据与噪声的情况下，接收机接收到的信号模型S(t)为

$S\left(t\right)=A\·x[(1+\mathrm{\ζ})t-{\mathrm{\τ}}_0]\cos [({\mathrm{\ω}}_c+{\mathrm{\ω}}_d)t+{\mathrm{\θ}}_0]+\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\·x[(1+\mathrm{\ζ})t-{\mathrm{\τ}}_i]\cos [({\mathrm{\ω}}_c+{\mathrm{\ω}}_d)t+{\mathrm{\θ}}_i]$

其中，A为直达信号的幅度；x(t)为t时刻的C/A码，ζ为多普勒频移与载波频率的比值，即ζ＝ω_d/ω_c，ω_c为载波频率，ω_d为多普勒频移，τ₀表示直达信号的C/A码时延，α_i＝b_iA为第i条多径信号的幅度，b_i为第i条多径信号与直达信号的幅度比；θ₀和θ_i分别为直达信号和第i条多径信号的载波相位偏差，M表示多径信号的条数。

步骤二：选取GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器DGPS

本发明采用非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器D_GPS作为待改进的初始码相位鉴别器，其表达式为：

D_GPS＝(I_E ²+Q_E ²)-(I_L ²+Q_L ²)

将步骤一得到的同相支路上的超前支路的相关输出I_E、滞后支路的相关输出I_L，正交支路上的超前支路的相关输出Q_E、滞后支路的相关输出Q_L代入初始码相位鉴别器D_GPS中，得到多径干扰下的D_GPS鉴相函数：D_GPS＝D_n+D_err，其中，D_n为不存在多径干扰时的非相干鉴相输出，D_err为多径干扰引起的非相干鉴相输出。

得到多径干扰下的D_GPS鉴相函数后，将其进行归一化处理。

步骤三：利用GPS接收机实时码相位误差，构建INS超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L。

基于标准的高斯函数：

$G\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2}}\exp [-\frac{{(t-\mathrm{\μ})}^2}{{2\mathrm{\σ}}^2}]$

再结合INS的输出信息和来自GPS接收机DLL信息先构建同步的高斯函数发生器，该高斯函数发生器所采用的高斯函数G(γ_GPS)如下所示：

$G\left({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}\right)=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}}\exp [-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}]$

其中，γ_GPS为来源于接收机DLL实时产生的码相位误差，

为本地码相位延迟；τ₀表示直达信号的C/A码时延，μ_INS是INS***估计的码相位误差，

是INS***估计的码相位均方误差，为了和GPS***工作同步，这里选取

和DLL的相关器间隔d一致。

存在i条多径信号干扰的情况下，高斯函数发生器产生的超前高斯函数G_E和滞后高斯函数G_L分别为：：

$G_E=G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d)+G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))$

$=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}}\left\{\exp \right[-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}]+\exp [-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}-\underset{i-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}\left]\right\}$

$G_L=G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d)+G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))$

$=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}}\left\{\exp \right[-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}]+\exp [-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}\left]\right\}$

其中，Δτ_i为第i条多径信号相对于直达信号的C/A码时延，Δτ_i＝τ_i-τ₀，τ₀为直达信号的C/A码时延。若只有一条多径信号时，n取1，

τ₁为这一条多径信号的C/A码时延。若存在两条多径信号，n取2，

Δτ₂＝τ₂-τ₀，τ₂为第二条多径信号的C/A码时延。同理，可计算得到多条多径信号下的G_E和G_L。

步骤四：利用超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L，构造INS码相位鉴别器D_INS：

D_INS＝G_E ²-G_L ²

将步骤三中得到的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L代入，得到多径干扰下的D_INS的鉴相函数为：

$D_{\mathrm{INS}}={G_E}^2-{G_L}^2$

$\≈B\left\{\exp \right[-{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2/d]-\exp [-{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2/d\left]\right\}$

$+B\left\{\exp \right[-2({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}){\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/d]-\exp [-2({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}){\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/d\left]\right\}$

$+2B\left\{\exp \right[-2{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2+{\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/\left(2d\right)]-\exp [-2{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2+{\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/\left(2d\right)\left]\right\}$

其中，B＝1/(2πd)。

将得到的多径干扰下的D_INS的鉴相函数进行归一化处理。

步骤五：确定GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器D_GPS的均方误差MSE_GPS和INS码相位鉴别器D_INS的均方误差MSE_INS，具体是：

设定环路更新次数为nf，对于其中的每一次环路更新，都得到对应的相关输出I_E、Q_E、I_L、Q_L，以及G_E、G_L，因此码相位鉴别器D_GPS和INS码相位鉴别器D_INS更新nf次，然后确定它们的均值接着可以求出MSE_GPS和MSE_INS，它们的表达式如下：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GPS}}=\sqrt{\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nf}}{\mathrm{\Σ}}}{(D_{\mathrm{GPS}}\left(i\right)-{\stackrel{\‾}{D}}_{\mathrm{GPS}})}^2\right]/\mathrm{nf}}$

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{INS}}=\sqrt{\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{nf}}{\mathrm{\Σ}}}{(D_{\mathrm{INS}}\left(i\right)-{\stackrel{\‾}{D}}_{\mathrm{INS}})}^2\right]/\mathrm{nf}}$

步骤六：构建高斯码相位鉴别器D_GAUSS：

D_GAUSS＝(D_GPS/MSE_GPS)+(D_INS/MSE_INS)

进行归一化后为：

$D_{\mathrm{GAUSS}}=\frac{{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{INS}}{D}_{\mathrm{GPS}}+{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GPS}}{D}_{\mathrm{INS}}}{{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GPS}}+{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{INS}}}$

归一化得到的D_GAUSS就是所要构建的高斯码相位鉴别器。

本发明的优点和积极效果在于：

(1)INS***将GPS接收机DLL即时支路码相位信息引入高斯函数发生器中，构建INS码相位鉴别器，再与DLL中码相位鉴别器通过均方误差叠加，组合成高斯码相位鉴别器，改变了传统的GPS接收机DLL的结构，仿真验证了在多径信号干扰下，该高斯码相位鉴别器确实能有效提高鉴相输出特性，减小码相位跟踪误差，同时也验证了设计高斯码相位鉴别器方法的可行性，为进一步探讨GPS/INS深组合跟踪环路设计提供了一些引导性作用。

(2)接收机在多径信号干扰下，根据惯性导航信息建立同步GPS接收机工作的INS码相位鉴别器，然后来辅助接收机工作，利用INS***产生的高斯函数，来提高C/A码自相关函数最大峰值，并且使自相关函数主峰顶端两侧的斜坡斜率更大，能有效提高测量主峰顶端位置的精度，提高鉴别器在多径干扰下的鉴相输出特性，减小码相位跟踪误差，从而使在相同载噪比条件下，检测概率增大，有利于信号失锁后进行重捕获，能有效提高信号重捕获的效率。

附图说明

图1(a)是构建传统码相位鉴别器所需信息来源的结构图；

图1(b)是构建本发明的高斯码相位鉴别器所需信息来源的结构图；

图2是用于构建INS码相位鉴别器的超前、滞后码相位仿真图；

图3(a)是单独GPS的C/A码自相关函数曲线和INS估计到的C/A码自相关函数曲线；

图3(b)叠加后的C/A码自相关函数曲线；

图4(a)是在两条多径信号干扰下，D_GPS消除多径干扰后的鉴相曲线；

图4(b)是在两条多径信号干扰下，D_GAUSS消除多径干扰后的鉴相曲线；

图5(a)是随着环路更新，D_GPS和D_GAUSS输出的码相位误差仿真图；

图5(b)是随着环路更新，D_GPS和D_GAUSS输出积累的码相位误差仿真图；

图6是构建高斯码相位鉴别器的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的阐述。

传统码相位鉴别器不使用DLL结构中的即时支路码相位信息，在本发明中，DLL即时支路码相位信息作为构建INS码相位鉴别器模块所需信息的来源之一。GPS接收机DLL即时支路码相位信息引入到INS***的高斯函数发生器中，结合INS***的输入，构建INS码相位鉴别器。通过环路的不断更新，计算出传统码相位鉴别器输出数据的均方误差和INS码相位鉴别器输出数据的均方误差，将均方误差作为衡量传统码相位鉴别器和INS码相位鉴别器精度的权重系数，从而组合成高斯码相位鉴别器，它能够增大C/A码的自相关峰值，在多径干扰下提高鉴相输出性能，有效减小码相位跟踪误差。

如图1(a)是构建传统非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器的信息来源结构图(参考文献1：于海亮，基于INS辅助的GPS接收机和跟踪技术的研究(D)，硕士学位论文，长沙：国防科技大学，2007，31-34)，构建其所需要的信息来源主要为本地载波发生器1、混频器2、本地C/A码发生器3、相关器4、积分累加器5和GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器6。图1(b)是在图1(a)的基础上改进的，是本发明提出的高斯码相位鉴别器构建的结构图，相对于图1(a)，构建本发明的高斯码相位鉴别器增加了信息来源：高斯函数发生器7和INS码相位鉴别器D_INS8，GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器D_GPS6和INS码相位鉴别器D_INS8进一步构建了本发明高斯码相位鉴别器D_GAUSS9。在图1(b)中，本地载波发生器1在同向支路和正交支路上产生相位相差90°的载波复制信号，本地C/A码发生器3在同向支路和正交支路分别产生超前、即时、滞后复制码。中频信号首先通过混频器2与本地载波发生器1在同向和正交两支路产生的载波复制信号相乘混频，实现载波剥离；混频结果i、q再与本地码C/A码发生器3在同向支路和正交支路产生的超前、即时、滞后复制码分别通过一个相关器4进行若干时间的相关运算，在同向支路生成i_E、i_P和i_L信号，在正交支路生成q_E、q_P和q_L信号，此时，输入信号中的C/A码被剥离。为了进一步提高信噪比，将经过相关器4得到的i_E、i_P、i_L、q_E、q_P和q_L信号分别通过积分累加器5进行积分累积后，分别变成同相支路的超前、即时及滞后支路的相关输出I_E、I_P和I_L，以及正交支路的超前、即时及滞后支路的相关输出Q_E、Q_P和Q_L。其中，I_E、I_L、Q_E和Q_L用来构建传统的非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器，如图1(a)所示。相关输出I_P和Q_P被引入高斯函数发生器7中，高斯函数发生器7利用DLL引入的码相位信息，再根据相关信息μ_INS、

来构建同步的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L，然用用它们来构建INS码相位鉴别器8。通过环路更新，分别求出GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器D_GPS6的均方误差MSE_GPS和INS码相位鉴别器D_INS8的均方误差MSE_INS，两个均方误差作为权重系数来调整GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器D_GPS6和INS码相位鉴别器D_INS8的输出，从而构建高精度的高斯码相位鉴别器D_GAUSS9。

本发明考虑的是信号跟踪环节，暂时假定信号已经成功捕获，构造本发明的高斯码相位鉴别器的一些主要参数如下：本地码频率f_LO＝1.023MHz，中频载波频率f_IF＝1575.42MHz，采样频率f_s＝5MHz，载波环路带宽16Hz，码环路带宽8Hz，阻尼因子ξ＝0.707，码环路增益K_code＝1，载波环增益K_carr＝0.5π，环路更新次数nf＝400，相关器间距d＝0.5码片。直达信号和多径信号的C/A码相位时延为0和0.75码片，幅值分别为1和0.65。

本发明构建如图1(b)所示的基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，如图6所示，具体步骤为：

步骤1：首先分析多径干扰对码跟踪环路的影响，得到同相支路上的超前支路的相关输出I_E、即时支路的相关输出I_P、滞后支路的相关输出I_L，正交支路上的超前支路的相关输出Q_E、即时支路的相关输出Q_P及滞后支路的相关输出Q_L。

在GPS导航***中，在不考虑调制数据与噪声的情况下，接收机接收到的信号模型S(t)为

$S\left(t\right)=A\·x[(1+\mathrm{\ζ})t-{\mathrm{\τ}}_0]\cos [({\mathrm{\ω}}_c+{\mathrm{\ω}}_d)t+{\mathrm{\θ}}_0]+\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\·x[(1+\mathrm{\ζ})t-{\mathrm{\τ}}_i]\cos [({\mathrm{\ω}}_c+{\mathrm{\ω}}_d)t+{\mathrm{\θ}}_i]---\left(1\right)$

其中，A为直达信号的幅度；x(t)为t时刻的C/A码，ζ为多普勒频移与载波频率的比值，即ζ＝ω_d/ω_c，ω_c为载波频率，ω_d为多普勒频移，τ₀表示直达信号的C/A码时延，α_i＝b_iA为第i条多径信号的幅度，b_i为第i条多径信号与直达信号的幅度比；τ_i表示第i条多径信号的C/A码时延，θ₀和θ_i分别为直达信号和第i条多径信号的载波相位偏差，M表示多径信号的条数。

考虑一条多径信号的情况下，此时M＝i＝1，接收机接收到的信号经过下变频及相位跟踪可得：

S(t)＝A·x[(1+ζ)t-τ₀]cos(ψ)+b₁A·x[(1+ζ)t-τ₀-Δτ₁]cos(ψ+β₁)    (2)

其中，估计的载波相位偏差

为本地估计信号的载波相位，Δτ₁＝τ₁-τ₀为一条多径信号相对于直达信号的C/A码时延，τ₁表示一条多径信号的C/A码时延，β₁＝θ₁-θ₀为多径信号相对于直达信号的载波相位偏差，θ₁表示一条多径信号的载波相位偏差。

设本地C/A码序列为

为本地码相位延迟，载体在非高动态运动时ζ＜＜1，暂时忽略多普勒频移的影响，本地C/A码为

与输入的信号S(t)进行相关，得：

(3)

上式中，

为直达信号C/A码相位延迟估计误差，C/A码序列的自相关函数R(γ)可以近似为：

$R\left(\mathrm{\γ}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{T}_c-\left|\mathrm{\γ}\right|& \left|\mathrm{\γ}\right|\≤T_c\\ 0& \left|\mathrm{\γ}\right|>T_c\end{array}\right.---\left(4\right)$

上式中，T_c为C/A码的一个码片所持续的时间。无论是直达信号还是多径信号都包含载波、C/A码和数据三种信息，其中一个C/A码包含1023个码片，时间长度是1毫秒，所以直达信号和多径信号中T_C是一样的，时间上都是1/1023毫秒。

由码跟踪环路工作原理，取相关器间距为d，同相支路的超前支路的相关输出I_E、即时支路的相关输出I_P及滞后支路的相关输出I_L分别为：

$I_E=\frac{A}{\sqrt{2}}[\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)R(\mathrm{\γ}+d)+b_1\cos (\mathrm{\ψ}+{\mathrm{\β}}_1)R(\mathrm{\γ}+d-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)]---\left(5\right)$

$I_P=\frac{A}{\sqrt{2}}[\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)R\left(\mathrm{\γ}\right)+b_1\cos (\mathrm{\ψ}+{\mathrm{\β}}_1)R\left(\mathrm{\γ}{-\mathrm{\Δ\τ}}_1\right)]---\left(6\right)$

$I_L=\frac{A}{\sqrt{2}}[\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)R(\mathrm{\γ}-d)+b_1\cos (\mathrm{\ψ}+{\mathrm{\β}}_1)R(\mathrm{\γ}-d-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)]---\left(7\right)$

同理可计算出正交支路的超前、即时及滞后支路的相关输出分别为Q_E、Q_P、Q_L：

$Q_E=\frac{A}{\sqrt{2}}[\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)R(\mathrm{\γ}+d)+b_1\sin \left(\mathrm{\ψ}{+\mathrm{\β}}_1\right)R(\mathrm{\γ}+d-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)]---\left(8\right)$

$Q_P=\frac{A}{\sqrt{2}}[\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)R\left(\mathrm{\γ}\right)+b_1\sin (\mathrm{\ψ}+{\mathrm{\β}}_1)R\left(\mathrm{\γ}{-\mathrm{\Δ\τ}}_1\right)]---\left(9\right)$

$Q_L=\frac{A}{\sqrt{2}}[\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)R(\mathrm{\γ}-d)+b_1\sin \left(\mathrm{\ψ}{+\mathrm{\β}}_1\right)R(\mathrm{\γ}-d-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)]---\left(10\right)$

步骤2：选取GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器D_GPS。

本发明采用非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器D_GPS作为待改进的初始码相位鉴别器，其表达式为：

D_GPS＝(I_E ²+Q_E ²)-(I_L ²+Q_L ²)    (11)

将步骤1得到的相关输出代入式(11)后，得到多径干扰下的D_GPS鉴相函数，采用式(12)进行归一化处理：

$D_{\mathrm{GPS}}=\frac{({I_E}^2+{Q_E}^2)-({I_L}^2+{Q_L}^2)}{({I_E}^2+{Q_E}^2)+({I_L}^2+{Q_L}^2)}---\left(12\right)$

因为它这种码相位鉴别器同时利用了同向和正交支路，性能独立于载波相位锁定环，适用的动态范围较大，能处理更低的信噪比的信号，并且它的计算量较小，加入惯性信息辅助后计算速度影响不大，并且惯性信息可以帮助其自相关幅值曲线与功率曲线接近重合。将式(5)(7)(8)和(10)带入(11)可得多径干扰下的D_GPS鉴相函数为：

$D_{\mathrm{GPS}}=\frac{A^2}{2}[R^2(\mathrm{\γ}+d/2)-R^2(\mathrm{\γ}-d/2)]+\frac{A^2}{2}\left\{b_1^2\right[R^2(\mathrm{\γ}+d/2-\mathrm{\Δ\τ})-R^2(\mathrm{\γ}-d/2-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)]$

$+2b_1\cos \left({\mathrm{\β}}_1\right)[R(\mathrm{\γ}+d/2)R(\mathrm{\γ}+d/2-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)-R(\mathrm{\γ}-d/2)R(\mathrm{\γ}-d/2-{\mathrm{\Δ\τ}}_1)]\}---\left(13\right)$

$=D_n+D_{\mathrm{err}}$

式(13)中，

D_err＝D_GPS-D_n，D_n为不存在多径干扰时的非相干鉴相输出；D_err为多径干扰引起的非相干鉴相输出。

步骤3：高斯函数发生器7利用DLL引入的码相位信息，再根据相关信息μ_INS、

来构建同步的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L。

基于标准的高斯函数

$G\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}^2}}\exp [-\frac{{(t-\mathrm{\μ})}^2}{{2\mathrm{\σ}}^2}]---\left(14\right)$

再结合INS的输出信息和来自GPS接收机DLL信息先构建同步的高斯函数如下：

$G\left({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}\right)=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}}\exp [-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}]---\left(15\right)$

其中，γ_GPS来源于接收机DLL实时产生的码相位误差，

为本地码相位延迟；τ₀表示直达信号的C/A码时延，μ_INS是INS***估计的码相位误差，

是INS***估计的码相位均方误差，为了和GPS***工作同步，这里选取

和DLL的码相位器间隔d一致。

为了使INS***估计出码相位误差，同DLL码发生器工作原理类似，在多径信号干扰的情况下，高斯函数发生器还需要产生超前高斯函数G_E、滞后高斯函数G_L：

$G_E=G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d)+G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))$

$=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}}\left\{\exp \right[-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}]+\exp [-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}\left]\right\}---\left(16\right)$

$G_L=G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d)+G({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))$

$=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}}\left\{\exp \right[-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}]+\exp [-\frac{{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\Δ\τ}}_i\right))}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{INS}}^2}\left]\right\}---\left(17\right)$

式(16)和(17)中，Δτ_i为第i条多径信号相对于直达信号的C/A码时延若。若只有一条多径信号时，式(16)和(17)中的n取1，

τ₁为这一条多径信号的C/A码时延，τ₀为直达信号的C/A码时延。若存在两条多径信号，n取2，

Δτ₂＝τ₂-τ₀，τ₂为第二条多径信号的C/A码时延。同理，可计算得到多条多径信号下的G_E和G_L。

步骤4：利用超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L，构造INS码相位鉴别器D_INS。

INS利用GPS接收机DLL信息建立出INS***的码相位鉴别器D_INS，其表达式为：

D_INS＝G_E ²-G_L ²    (18)

将步骤3得到的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L带入式(18)，得到多径干扰下的D_INS的鉴相函数，对得到的多径干扰下的D_INS的鉴相函数采用式(19)进行归一化处理：

D_INS＝(G_E ²-G_L ²)/(G_E ²+G_L ²)    (19)

将式(16)(17)带入式(18)，得到多径干扰下D_INS的鉴相函数为：

$D_{\mathrm{INS}}={G_E}^2-{G_L}^2$

$\≈B\left\{\exp \right[-{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2/d]-\exp [-{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2/d\left]\right\}$ (20)

$+B\left\{\exp \right[-2({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}){\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/d]-\exp [-2({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}}){\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/d\left]\right\}$

$+2B\left\{\exp \right[-2{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}+d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2+{\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/\left(2d\right)]-\exp [-2{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{GPS}}-d-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{INS}})}^2+{\mathrm{\Δ\τ}}_1^2/\left(2d\right)\left]\right\}$

其中，B＝1/(2πd)。

步骤5：分别求取D_GPS的均方误差MSE_GPS和D_INS的均方误差MSE_INS。

需要求解出D_GPS的MSE_GPS和D_INS的均方误差MSE_INS，才能建立起高斯码相位鉴别器。MSE_GPS和MSE_INS的求解过程类似，由设定参数，环路更新次数为nf＝400，对于每一次环路更新，GPS接收机的DLL都有对应实时变化的I_E、Q_E、I_L、Q_L，而INS***也都有对应变化的G_E、G_L，所以码相位鉴别器D_GPS和新构建的D_INS也要更新400次，这样可以求出它们的均值

接着可以求出MSE_GPS和MSE_INS，它们的表达式如下，

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GPS}}=\sqrt{\left[\underset{i=1}{\overset{400}{\mathrm{\Σ}}}{(D_{\mathrm{GPS}}\left(i\right)-{\stackrel{\‾}{D}}_{\mathrm{GPS}})}^2\right]/400}---\left(21\right)$

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{INS}}=\sqrt{\left[\underset{i=1}{\overset{400}{\mathrm{\Σ}}}{(D_{\mathrm{INS}}\left(i\right)-{\stackrel{\‾}{D}}_{\mathrm{INS}})}^2\right]/400}---\left(22\right)$

步骤6：构建高斯码相位鉴别器D_GAUSS。

由于均方误差是同时考虑无偏性和有效性的指标，因此本发明提出的GPS/INS深组合跟踪环路D_GAUSS采用D_GPS的均方误差MSE_GPS和D_INS的均方误差MSE_INS，作为***误差估计的权重系数。D_GAUSS的表达式为：

D_GAUSS＝(D_GPS/MSE_GPS)+(D_INS/MSE_INS)    (23)

归一化后为：

$D_{\mathrm{GAUSS}}=\frac{{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{INS}}{D}_{\mathrm{GPS}}+{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GPS}}{D}_{\mathrm{INS}}}{{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{GPS}}+{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{INS}}}---\left(24\right)$

如附图2所示，为超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L在不同环路更新时刻的相位输出。高斯函数发生器同步地利用GPS接收机中的码相位和INS的信息，在标准的高斯函数基础上，产生出INS超前函数G_E＝G(γ_GPS-d)和滞后函数G_L＝G(γ_GPS+d)，并用类似GPS接收机码相位鉴别器构造原理来构造出INS码相位鉴别器D_INS＝(G_E ²-G_L ²)/(G_E ²+G_L ²)。

上面给出的是一条多径信号的情况，对于多条多径信号，即M＞1时，公式(1)中的下脚标i取值为从1到M，计算过程与一条多径信号的情况类似。如存在两条多径信号时，此时M＝2，i取值为从1到2，接收机接收到的信号经过下变频及相位跟踪可得：

S(t)＝A·x[(1+ζ)t-τ₀]cos(ψ)+b₁A·x[(1+ζ)t-τ₀-Δτ₁]cos(ψ+β₁)

+b₂A·x[(1+ζ)t-τ₀-Δτ₂]cos(ψ+β₂)    (25)

其中，Δτ₁＝τ₁-τ₀和Δτ₂＝τ₂-τ₀分别为第1条和第2条多径信号相对于直达信号的C/A码时延，τ₁和τ₂分别表示第1条和第2条多径信号的C/A码时延，β₁＝θ₁-θ₀和β₂＝θ₂-θ₀分别为第1条和第2条多径信号相对于直达信号的载波相位偏差，θ₁和θ₂分别表示第1条和第2条多径信号的载波相位偏差。

本发明的核心是利用GPS相关信息来建立同步工作的INS码相位鉴别器，并实时求出传统码相位鉴别器输出数据的均方误差和INS码相位鉴别器输出数据的均方误差。该发明改变了传统接收机DLL内部结构，通过仿真验证了该发明的可行性，如图3～图5(b)所示。

从图3(a)可以看出，单独GPS的C/A码自相关函数曲线峰值是1，INS估计到的C/A码自相关函数曲线峰值大约为0.6。高斯码相位鉴别器可以将它们的自相关函数值叠加，从图3(b)看出，得到的自相关函数曲线峰值约1.6。通过改变自相关函数曲线，提高码相位误差的鉴别精度，能够有效抑制多径干扰。

对比图4(a)和图4(b)可以看出，在不存在多径干扰信号下，当C/A码相位时延为0时的鉴相输出为0，而存在多径干扰信号的情况下，鉴相输出的零点已经发生了偏移。对比D_GPS和D_GAUSS在多径干扰下的鉴相输出，可观察到本发明所设计的D_GAUSS能够更好的抑制多径信号的干扰，仿真结果验证了本发明能够从根本上消除由多径干扰带来的误差。

由图5(a)可以清楚的看出传统的非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器D_GPS和本发明的高斯码相位鉴别器在不同环路更新时刻的码相位误差输出，对比发现，本发明的高斯码相位鉴别器D_GAUSS的输出曲线在超调量、峰值时间和上升时间都优于非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器D_GPS的输出，前者的码相位误差精度也更好，仿真验证了本发明所建立的高斯码相位鉴别器是可行的。

图5(b)是D_GPS和D_GAUSS码相位误差积累曲线，对应于图5(a)中的码相位误差值而变化，在环路更新前50次内，D_GAUSS和D_GPS的误差值均为负值，所以积累误差不断增大，D_GAUSS最大积累误差比D_GPS的小约两个码片。

Claims (9)

1.一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器，构建该高斯码相位鉴别器的信息来源包括本地载波发生器、本地C/A码发生器、相关器、混频器、积分累加器和GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器，其特征在于，信息来源还包括高斯函数发生器和INS码相位鉴别器；本地载波发生器在同向支路和正交支路上产生相位相差90°的载波复制信号，本地码C/A码发生器在同向支路和正交支路分别产生超前、即时和滞后复制码，中频信号分别同时通过一个混频器与本地载波发生器在同向和正交两支路产生的载波复制信号相乘混频，得到的混频结果再与本地码C/A码发生器在同向支路和正交支路分别产生的超前、即时、滞后复制码进行时间的相关运算，并将得到的信号分别通过一个积分累加器进行累加，得到同相支路上的超前支路的相关输出I_E、即时支路的相关输出I_P、滞后支路的相关输出I_L，以及正交支路的超前、即时及滞后支路的相关输出Q_E、Q_P和Q_L；同相支路的即时支路的相关输出I_P和正交支路的即时支路的相关输出Q_P引入高斯函数发生器中，高斯函数发生器利用DLL引入的码相位信息，再根据相关信息μ_INS、

来构建同步的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L，μ_INS是INS***估计的码相位误差，

是INS***估计的码相位均方误差，利用超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L构建INS码相位鉴别器，通过环路更新，求出GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器的均方误差MSE_GPS和INS码相位鉴别器的均方误差MSE_INS，将两个均方误差作为权重系数来调整GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器和INS码相位鉴别器的输出，构建高斯码相位鉴别器D_GAUSS。 

2.根据权利要求1所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器，其特征在于，所述的高斯码相位鉴别器的构建参数为：本地码频率f_LO=1.023MHz,中频载波频率f_IF=1575.42MHz，采样频率f_s=5MHz，载波环路带宽16Hz，码环路带宽8Hz，阻尼因子ξ=0.707，码环路增益K_code=1，载波环增益K_carr=0.5π，环路更新次数nf=400，相关器间距d=0.5码片，直达信号和多径信号的C/A码相位时延为0和0.75码片，幅值分别为1和0.65。 

3.一种设计权利要求1所述的基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的方法，其特征在于，具体包括如下步骤： 

步骤一：首先分析多径干扰对码跟踪环路的影响:在GPS导航***中，在不考虑调制数据与噪声的情况下，接收机接收到的信号模型S(t)为: 

其中，A为直达信号的幅度，x(t)为t时刻的C/A码，ζ为多普勒频移ω_d与载波频率ω_c的比值，τ₀表示直达信号的C/A码时延，α_i＝b_iA为第i条多径信号的幅度，b_i为第i条多径信号与直达信号的幅度比，τ_i表示第i条多径信号的C/A码时延，θ₀和θ_i分别为直达信号和第i条多径信号的载波相位偏差，M表示多径信号的条数；然后由码跟踪环路工作原理，得到同相支路上的超前支路的相关输出I_E、即时支路的相关输出I_P、滞后支路的相关输出I_L，正交 支路上的超前支路的相关输出Q_E、即时支路的相关输出Q_P及滞后支路的相关输出Q_L； 

步骤二：采用非相干超前减滞后功率型码相位鉴别器，作为待改进的GPS接收机跟踪环路的初始码相位鉴别器，该初始码相位鉴别器D_GPS为： 

将步骤一得到的同相支路上的超前支路的相关输出I_E、滞后支路的相关输出I_L和正交支路上的超前支路的相关输出Q_E、滞后支路的相关输出Q_L代入式(2)得到多径干扰下的D_GPS鉴相函数：D_GPS＝D_n+D_err，其中，D_n为不存在多径干扰时的非相干鉴相输出，D_err为多径干扰引起的非相干鉴相输出； 

将得到的多径干扰下的D_GPS鉴相函数进行归一化处理； 

步骤三：构建高斯函数发生器，并得到INS超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L，具体过程是： 

首先，基于标准的高斯函数 

再结合INS的输出信息和来自GPS接收机DLL信息构建同步的高斯函数发生器，高斯函数发生器所采用的高斯函数G(γ_GPS)如下： 

其中，γ_GPS为来源于接收机DLL实时产生的码相位误差，

为本地码相位延迟，μ_INS是INS***估计的码相位误差，

是INS***估计的码相位均方误差，为了和GPS***工作同步，选取和DLL的相关器间隔d一致； 

存在i条多径信号干扰的情况下，高斯函数发生器产生的超前高斯函数G_E和滞后高斯函数G_L分别为： 

式(5)～(6)中，Δτ_i为第i条多径信号相对于直达信号的C/A码时延，Δτ_i＝τ_i-τ₀，τ₀为直达信号的C/A码时延； 

步骤四：构造INS码相位鉴别器D_INS： 

然后将步骤三得到的超前码相位函数G_E和滞后码相位函数G_L代入式(7)，得到多径干扰下的D_INS的鉴相函数，并将得到的多径干扰下的D_INS的鉴相函数进行归一化处理； 

步骤五：确定GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器D_GPS的均方误差MSE_GPS和INS码相位鉴别器D_INS的均方误差MSE_INS，具体是： 

其中，nf为环路更新次数，D_GPS(i)表示nf次更新中第i次环路更新时的GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器的值，

表示nf次环路更新得到的GPS接收机跟踪环路码相位鉴别器的均值；D_INS(i)示第i次环路更新时的INS码相位鉴别器的值， 

表示nf次环路更新得到的INS码相位鉴别器的均值； 

步骤六：构建高斯码相位鉴别器D_GAUSS： 

进行归一化后为： 

通过式(11)得到最终所要构建的高斯码相位鉴别器D_GAUSS。 

4.根据权利要求3所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，其特征在于，所述的步骤1中，在考虑一条多径信号的情况下，获得的同相支路上的超前支路的相关输出I_E、即时支路的相关输出I_P、滞后支路的相关输出I_L，正交支路上的超前支路的相关输出Q_E、即时支路的相关输出Q_P及滞后支路的相关输出Q_L分别为： 

其中，

是估计的载波相位偏差，

为直达信号C/A码相位延迟估计误差，为本地估计信号的载波相位，Δτ₁＝τ₁-τ₀为一条多径信号相对于直达信号的C/A码时延，τ₁表示一条多径信号的C/A码时延，β₁＝θ₁-θ₀为多径信号相对于直达信号的载波相位偏差，θ₁表示一条多径信号的载波相位偏差，d表示相关器间距，C/A码序列的自相关函数R(γ)近似为：

式中，T_c为C/A码的一个码片所持续的时间。 

5.根据权利要求3或4所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，其特征在于，所述的相关器间距d=0.5码片，直达信号和多径信号的C/A码相位时延为0和0.75码片，幅值分别为1和0.65。 

6.根据权利要求3所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，其特征在于，步骤二中所述的D_GPS鉴相函数，在存在一条多径信号的情况下，其表达式为： 

其中，

7.根据权利要求3所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，其特征在于，所述的步骤三中的高斯函数发生器产生的超前高斯函数G_E和滞后高斯函数G_L，在多径信号为一条的情况下，具体为： 

。

8.根据权利要求3所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，其特征在于，步骤三中所述的环路更新次数nf=400。 

9.根据权利要求3所述的一种基于GPS/INS深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器的设计方法，其特征在于，步骤四中所述的INS码相位鉴别器D_INS，在存在一条多径信号的情况下为： 

其中，参数B＝1/(2πd)。 

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