CN101789600B - 一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法，步骤1、来自电网的充电电流对直流侧电容进行预充电；步骤2、所述不控整流桥下桥臂的开关在控制器发出的开关脉冲信号控制下开启，该开关脉冲信号的占空比从0线性地增加到一个固定值；步骤3、将下桥臂的开关与上桥臂的开关同时关断；步骤4、将电流环中PI控制器置于d-q同步坐标系下，并设置PI控制器初始输出值；步骤5、将电网电压的采样值经Gn(s)计算后与所述电流环中PI控制内环中PI控制器的输出值相加；步骤6、位于电流环中重复控制外环内设置重复控制器。本发明保证大容量有源滤波器装置在启动，并网和负载切换等动态过程中直流母线电容电压能保持很高的稳定度。

Description

一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法

技术领域

本发明涉及一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法，尤其是针对大容量并联型有源滤波器装置。本发明专利的技术主要用于大容量有源滤波器装置启动，并网和负载切换等动态过程中对直流母线电压稳定度要求较高的场合。属于有源电力滤波器技术领域。

背景技术

近年随着现代电力电子技术的飞速发展和电网中非线性负载的激增，电网电压和电流波形畸变严重，导致电网中的谐波水平不断升高。由于并联型有源电力滤波器非常适合补偿电网中的谐波和无功电流，因此近年来得到了广泛地研究和使用。

三相三线并联型有源滤波器(SAPF)***的结构图如图1所示。其中带有串联电阻和电感的三相二极管整流桥作为非线性负载；一个电压源型的逆变器(voltage source inverter，VSI)通过输出滤波器连接到电网，二者构成并联型有源滤波器。图中：u_g为电源相电压，Lg为电源侧内感，L_i为负载侧进线电感，C_dc为直流母线电容，RL为阻感负载，L₁、L₂和C构成LCL输出滤波器，Rd为阻尼电阻，i_L、i₂分别为负载电流和补偿电流，us为电网电压，udc为直流电压。

在实际应用中，无论并联型APF工作于启动过程或是正常运行过程，直流电压控制都是非常重要的。一方面，由于大容量并联型APF的交流侧滤波电感通常很小，因此在启动过渡过程中将产生很大的冲击电流，同时引起直流电容电压的大幅过冲或跌落。另一方面，在正常运行过程中，由于直流侧和交流侧的能量交换将导致直流侧电压波动，特别在负载切换时将导致直流电压大幅波动，严重时将威胁开关器件的安全。因此，在启动，并网和负载切换等动态过程中对直流母线电压的控制是十分必要的。

对电压环进行软启动最常用的方法有直流电压指令缓增法，恒定有功电流充电法，变PI参数法和模糊控制法。然而，这些方法通常都比较复杂且需要电流环和电压环的同时工作。另外，在电压环软启动后通常没有并网冲击抑制措施。通常因此有必要设计一种简单有效的软启动和冲击抑制方法。

在正常运行过程中，传统的直流侧电容电压调节采用不控整流桥进行稳压，然而这种方法将导致直流电压跟随电网电压波动而且大大增加了***成本。现在采用最多的方法是反馈直流电压，利用PI控制器对其进行调节。这种方法能获得很好的稳态跟踪性能，但是在负载切换过程中的动态性能不够理想，直流电压波动过大。而且，由于PI控制器无法有效抑制直流侧的电压谐波，这些电压谐波将干扰电流内环的正常工作，恶化补偿效果。有的文献提出了一种模糊控制策略，该控制策略能获得比PI控制器更好的稳态性能且易于设计，然而其动态性能也不能令人满意。其他的一些控制策略如自适应滤波器、非线性PID控制器等在实际应用中非常难于设计。中国发明专利(专利号为02153872.7，名称为“有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环控制方法和***”)公开的一种直流侧电压控制方法，能够克服数字式控制器延时对直流电压控制的影响，但并未解决动态过程中直流电压控制的一些核心问题。

发明内容

本发明目的是提供一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法，其目的是提供一种动态直流母线电压控制方法能保证大容量有源滤波器装置在启动，并网和负载切换等动态过程中对直流母线电容电压都保持很高的稳定度。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法，其特征在于：

步骤1、来自电网的充电电流经接触器、限流电阻、网侧电感、变流器侧电感和不控整流桥对直流侧电容进行预充电；

步骤2、所述不控整流桥下桥臂的开关由控制器发出的脉冲信号关断，该不控整流桥上桥臂的开关在控制器发出的开关脉冲信号控制下开启，该开关脉冲信号的占空比从0线性地增加到一个固定值；然后以该固定值对直流侧电容持续充电；

步骤3、将下桥臂的开关与上桥臂的开关同时关断，充电电流在电网电压和所述网侧电感、变流器侧电感共同作用下，将存储在所述网侧电感、变流器侧电感中的能量通过所述不控整流桥的反并二极管以充电电流形式向直流侧电容转移，直到直流侧电容的电压达到期望电压值；

步骤4、将电流环中PI控制器置于d-q同步坐标系下，并设置PI控制器初始输出值；

步骤5、将电网电压的采样值经G_n(s)计算后与所述电流环中PI控制内环中PI控制器的输出值相加，相加后的值通过d-q反变换形成一组调制信号，该调制信号与控制器内部的三角波调制信号相比较得出一组PWM脉冲信号，该PWM脉冲信号控制不控整流桥中的开关，从而输出与电网电压大小和相位基本相同用于抑制直流侧电容电压波动的三相交流电压；G_n(s)公式如下：

$G_n\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{L_1{\mathrm{Cs}}^2/10+({\mathrm{CR}}_d+L_1/{10R}_d)s+1}$

其中***参数为：L₁为变流器侧电感，单位为mH；C为交流滤波器电容，单位为uF；R_d阻尼电阻，单位为Ω；s为拉氏变换中变量；

步骤6、位于电流环中重复控制外环内设置重复控制器，并在该重复控制外环中将该重复控制器延迟一定的特征时间以推迟该重复控制器的投入时间，该特征时间应该大于并网冲击的持续时间且大于半个基波周期时间；

步骤7、在电压环内通过一个低通滤波器消除电网内的电压谐波。

上述技术方案中的有关内容解释如下：

1、上述方案中，所述步骤一进一步包括以下步骤：

步骤1-1、预充电次接触器(KM2)闭合且主接触器(KM1)断开，在电网电压的作用下，充电电流先后经过预充电次接触器(KM2)、限流电阻、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流侧电容，直流侧电容的电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流侧电容的电压达到一个稳定值Udc1；

步骤1-2、充电稳定后，预充电的主接触器(KM1)合闸闭合，限流电阻(Rs)和预充电次接触器(KM2)被预充电的主接触器(KM1)短路，充电电流先后经过预充电的主接触器(KM1)、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流侧电容，直流侧电容的电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流侧电容的电压达到一个稳定值Udc2。

2、上述方案中，所述期望电压值为700V。

3、上述方案中，所述不控整流桥由所述开关和反并二极管组成。

4、上述方案中，所述PI控制器初始输出值为-35或27。

本发明优点是：可提高并联型有源电力滤波器直流侧电压在动态过程中的性能，基于260kVA三相三线并联型有源电力滤波器采用软启动和并网冲击抑制方式，以保证在启动和并网过程中直流侧电压没有过冲和跌落。另外，基于交流侧和直流侧的功率平衡方程导出的小信号模型提出了一种新型的直流电压调节器。与传统的PI调节器相比，该调节器在保证良好的稳态谐波电流的补偿精度条件下，能大大改善负载切换时直流侧电压的动态性能。

附图说明

附图1为现有并联型有源滤波器结构图；

附图2为并联型有源滤波器预充电示意图；

附图3a为斩波升压过程；

附图3b为斩波升压过程；

附图4为电压前馈的电流环控制框图；

附图5为复合电流环控制器；

附图6为直流侧电压环开环控制框图；

附图7为直流侧电压环闭环控制框图；

附图8a为不带控制器和带PI控制器时M(s)的伯德图；

附图8b为带一阶和二阶滤波器时M(s)的伯德图；

附图9为电压环工作原理图；

附图10为采用不同控制器时直流侧电压动态波形比较；

附图11采用不同控制器时控制器输出和补偿后电网电流波形比较

附图12为无冲击抑制策略时的直流电压侧波形；

附图13为带冲击抑制策略时的直流电压侧波形；

附图14为启动过程中补偿电流和电网电流波形；

附图15为采用PI控制器时动态直流电压波形；

附图16为采用一阶滤波器时动态直流电压波形；

附图17为采用二阶滤波器时动态直流电压波形；

附图18为采用PI控制器时电流波形和频谱图；

附图19为采用一阶滤波器时电流波形和频谱图；

附图20为采用二阶滤波器时电流波形和频谱图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

实施例：一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法，其特征在于：

步骤1、来自电网的充电电流经接触器、限流电阻、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥对直流侧电容进行预充电；该步骤1进一步包括以下步骤：步骤1-1、预充电接触器KM2闭合且主接触器KM1断开，在电网电压的作用下，充电电流先后经过预充电接触器KM2、限流电阻、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流电容，直流电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流电压达到一个稳定值Udc1；步骤1-2、充电稳定后，主接触器合闸KM1闭合，限流电阻Rs和预充电接触器KM2被主接触器KM1短路，充电电流先后经过预充电接触器KM1、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流电容，直流电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流电压达到一个稳定值Udc2；所述不控整流桥由主开关管和反并二极管组成。

步骤2、所述不控整流桥下桥臂的开关由控制器发出的脉冲信号关断，该不控整流桥上桥臂的开关在控制器发出的开关脉冲信号控制下开启，该开关脉冲信号的占空比从0线性地增加到一个固定值；然后以该固定值对直流电容持续充电。

步骤3、将下桥臂的开关与上桥臂的开关同时关断，充电电流流在电网电压和所述网侧电感、变流器侧电感共同作用下，将存储在所述网侧电感、变流器侧电感中的能量通过所述不控整流桥的反并二极管以充电电流形式向直流侧电容转移，直到直流侧电容的电压达到期望电压值；期望电压值为700V。

步骤4、将电流环中PI控制器置于d-q同步坐标系下，并设置PI控制器初始输出值；所述PI控制器初始输出值为-35或27。

步骤5、将电网电压的采样值经G_n(s)计算后与所述电流环中PI控制内环中PI控制器的输出值相加，相加后的值通过d-q反变换形成一组调制信号，该调制信号与控制器内部的三角波调制信号相比较得出一组PWM脉冲信号，该PWM脉冲信号控制不控整流桥中的开关，从而输出与电网电压大小和相位基本相同用于抑制直流侧电容电压波动的三相交流电压；G_n(s)公式如下：

$G_n\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{L_1{\mathrm{Cs}}^2/10+({\mathrm{CR}}_d+L_1/{10R}_d)s+1}$

由***参数：L₁为电感，单位为mH；C为电容，单位为uF；R_d阻尼电阻，单位为Ω。

步骤6、位于电流环中重复控制外环内设置重复控制器，并在该重复控制外环中将该重复控制器延迟一定的特征时间以推迟该重复控制器的投入时间，该特征时间应该大于并网冲击的持续时间且大于半个基波周期时间。

步骤7、在电压环内通过一个低通滤波器消除电网内的电压谐波。

本实施例上述内容具体解释如下。

一、直流侧电容预充电

预充电的目的是为了使直流电容电压由0平缓地上升到一定的电压值。直流侧电压的预充电过程如图2所示。它是通过主开关管的反并二极管组成的不控整流桥来实现。为了限制电网对直流电容的冲击电流，在网侧电感L2上串联一个合适的限流电阻Rs。由于电网基波频率下，交流滤波器电容C的容抗很大，分析是可以认为断路，不予以考虑。

预充电具体实现方法如下：预充电接触器KM2闭合且主接触器KM1断开，在电网电压的作用下，充电电流先后经过预充电接触器KM2、限流电阻、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流电容，直流电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流电压达到一个稳定值Udc1。充电稳定后(即充电电流接近于零)，主接触器合闸KM1闭合，限流电阻Rs和预充电接触器KM2被主接触器KM1短路，充电电流先后经过预充电接触器KM1、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流电容，直流电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流电压达到一个稳定值U_dc2。

U_dc1和U_dc2计算如下：

由于充电稳定之后，流过L1的充电电流几乎为零，直流电容的电压值取决于由Rs，L₂，R_d和C组成的二阶电路中交流滤波电容C的电压有效值。直流电容的电压值可以如下计算：

$U_{\mathrm{dc}1}=\sqrt{2}\frac{X_c}{\sqrt{X_c^2+R_s^2}}{U}_g.---\left(1\right)$

其中，U_dcl，X_c，U_g分别表示串入限流电阻且充电稳定后的直流电容电压值，交流滤波电容C的容抗值，电网电压有效值。

$U_{\mathrm{dc}2}=\sqrt{2}{U}_g.---\left(2\right)$

为了不产生过大的电压阶跃冲击，通常要求

U_dc1≥0.9U_dc2                                  (3)

限流电阻的最大值可以由式(3)确定，最小值取决于预充电过程中变流器的开关管IGBT可以接受的最大冲击电流。

具体如下：实际***的参数如下：Xc＝26.54Ω，U_dc2＝537.32，U_dc1≥483.59V，可以得到Rs≤12.85Ω。根据充电瞬间各元件抗冲击电流的能力并保留一定裕量，最大可以接受的冲击电流取为100A，大致计算得到Rs≥220V/100A＝2.2Ω。考虑到上电瞬间对元件的可靠保护，尽可能选择较大一点的电阻值并结合实际可以采购得到的功率电阻值，最终Rs取为10Ω。

二、直流侧电容斩波升压

直流侧电容预充电可以使得直流电容电压上升到U_dc2，如果电网电压U_g＝380V，U_dc2＝540V，这比***要求的稳态值700V还有一定差距，通过斩波升压过程可以实现电容电压由540V平缓地上升到700V。

斩波升压的过程如图3(a)和(b)所示。由于电网基波频率下，交流滤波器电容C的容抗很大，分析是可以认为断路，不予以考虑。网侧电感L₂和变流器侧电感L₁串联形成形成等效电感L。

斩波升压的具体实现方法如下：通过图1中的控制器DSP发出的脉冲信号关断三个下桥臂的2，4，6号IGBT，并给三个上桥臂1，3，5号IGBT施加相同的开关脉冲信号。下桥臂的2，4，6号IGBT关断，上桥臂1，3，5号IGBT同时开通时的充电电流流向如图3(a)所示。在电网电压的作用下，充电电流经过等效串联电感、上桥臂三个IGBT形成闭合回路，充电电流给等效串联电感L蓄能，但不给直流电容充电。下桥臂的2，4，6号IGBT关断，上桥臂1，3，5号IGBT同时关断时的充电电流流向如图3(b)所示。在电网电压和电感L的共同作用下，存储在L中的能量通过1～6号IGBT的反并二极管以充电电流的形式向直流电容转移，使其直流电压不断上升。

三个上桥臂1，3，5号IGBT开关脉冲信号的占空比从0开始线性地增加到一个固定值；然后以该固定值对直流电容持续充电直到控制器DSP检测到直流电容电压达到期望值700V。占空比步进及最大占空比根据实际要求的直流电容充电时间和开关管能承受的最大电流调整。

具体如下：通过图1中的控制器DSP发出的脉冲信号关断三个下桥臂的2，4，6号IGBT，并给三个上桥臂1，3，5号IGBT施加相同的开关脉冲信号。三个上桥臂1，3，5号IGBT占空比步进及最大占空比根据实际要求的直流电容充电时间和开关管能承受的最大电流调整。最大占空比的取值可以在超过死区占空比的基础上逐步增加。实际***死区时间0.0033ms，开关周期0.142ms，死区占空比2.3％。占空比步进及最大占空比根据实验过程中的充电时间和交流侧冲击电流大小调整，最终最大占空比取为10％，占空比步进按每1ms增加1％，即在预充电稳定电压537V基础上，占空比从0％每隔1ms增加1％直到10％，然后以10％的固定占空比进行斩波升压，直至直流电压升至期望值700V。

三、直流侧电容电压并网冲击抑制

在直流电压通过直流侧电容斩波升压达到700V之后，***即将进入补偿状态稳定运行。然而，在装置开始工作的瞬间，直流侧电压将大幅波动。通过本专利的冲击抑制方法可以实现并网过程中直流电容电压无冲击，基本维持在700V。

直流侧电容电压并网冲击抑制具体实现方法如下：

首先将图4中的电流环PI控制器置于d-q同步坐标系下，并设置PI控制器初始输出值，初始值的大小可以直接设为电网电压的d-q正变换值，也可以通过仿真和实验确定。

然后，将图4中的电网电压通过G_n(s)前馈到电流环PI控制器的输出。电网电压的采样值经过与G_n(s)的计算后引入到电流环PI控制器的输出点，该计算值与电流环PI控制器的输出值相加，相加后的值通过d-q反变换形成一组调制信号，该调制信号与控制器DSP内部的三角波调制信号相比较得出一组PWM脉冲信号，通过这组脉冲信号控制变流器的6个IGBT开关管输出与电网电压大小和相位基本相同的三相交流电压。由变流器输出的三相交流电源能基本抵消电网电压，在很大程度上能抑制直流电容电压波动。

图4中G_n(s)按如下方法设计。电网电压对输出补偿电流的影响可以表示如下：

$\frac{i_2\left(s\right)}{u_g\left(s\right)}=\frac{G_n\left(s\right)G_p\left(s\right)-1}{(L_2+L_g)s+[L_{1}s+{\mathrm{PI}\left(s\right)]G}_p\left(s\right)}---\left(4\right)$

其中

$G_p\left(s\right)=\frac{1+{\mathrm{CR}}_{d}s}{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}.---\left(5\right)$

在如下条件满足情况下，电网电压的负面效果可以被完全消除：

$G_n\left(s\right)=1/G_p\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{{\mathrm{CR}}_{d}s+1}.---\left(6\right)$

然而，由于上式中分子阶数大于分母阶数，因此上式在物理上无法实现的。考虑到物理实现问题，通常采取在主频率段内实现全补偿即可，式(6)可修改为

$G_n\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{({\mathrm{CR}}_{d}s+1)(T_{n}s+1)}=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{{\mathrm{CR}}_d{T}_n{s}^2+({\mathrm{CR}}_d+T_n)s+1},L_{1}C>>{\mathrm{CR}}_d{T}_n.---\left(7\right)$

实际中，时间常数可以取为

T_n＝L_l/10R_d                                         (8)

G_n(s)最终的形式可以取为

$G_n\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{L_1{\mathrm{Cs}}^2/10+({\mathrm{CR}}_d+L_1/{10R}_d)s+1}.---\left(9\right)$

最后，在包含如图5所示的重复控制外环和PI控制内环的***中，还应进一步消除重复控制器在并网瞬间对误差累积产生的负面影响。图5中重复控制器的内模的传递函数如下式：

$G_m\left(z\right)=\frac{e_0\left(z\right)}{e_i\left(z\right)}=\frac{1}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}---\left(10\right)$

其中，Q(z)为略小于1的常数，本***中取为0.9。

有式(10)可以得到内模的差分方程

e₀(k)＝e_i(k)+0.9e₀(k-N).                            (11)

式(11)表明内模在每个基波周期累积输入误差信号直到这个误差小于0.9倍的输出信号。

在电流环程序中设计特定时间的延时程序以推迟重复控制器的投入时间，在延时过程中，***只有PI控制内环工作，重复控制外环不对***误差进行任何调节。延时时间应该大于并网冲击的持续时间，通常应该大于半个基波周期时间。也可以在电流环程序中设计延时程序周期性地缓慢增加图5中的Q(z)值。在缓慢增加Q(z)的过程中，***的双环均处于工作状态，PI控制内环正常工作，重复控制外环按照Q(z)大小对误差进行缓慢的弱调节，在Q(z)增加到稳态设定值后，重复控制外环也进入正常工作状态。Q(z)增加的时间通常也应该大于半个基波周期时间。

具体如下：首先将图4中的电流环PI控制器置于d-q同步坐标系下，并设置PI控制器初始输出值，初始值的大小可以直接设为电网电压的d-q正变换值。PI初始值的大小也可以大致可以通过仿真和实验来确定。先根据仿真软件如Matlab中电流环和电压环PI的稳态输出平均值，确定程序中PI初始值，本***在额定容量时的dq坐标系下的PI初始值分别为：-30和25。d轴的负初始值代表变流器向电网吸收有功功率以稳定直流侧电压。最终的PI初始值根据实验来确定，实验中PI初始值分别为：-35和27。然后，将图4中的电网电压通过G_n(s)前馈到电流环PI控制器的输出。考虑到物理实现问题，通常采取在主频率段内实现全补偿即可，G_n(s)最终的形式可以取为

$G_n\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{L_1{\mathrm{Cs}}^2/10+({\mathrm{CR}}_d+L_1/{10R}_d)s+1}.---\left(16\right)$

由***参数：L₁＝0.056mH，C＝120uF，R_d＝0.1Ω，取

T_n＝L_l/10R_d＝5.6000e-005

由公式(10)可得设计的G_n(s)

$G_n\left(s\right)=\frac{{6.72-009s}^2+1.2e-005s+1}{6.72e-010s^2+6.8e-005s+1}---\left(17\right)$

如果考虑到简单方便起见，G_n(s)可以取为1，即实现稳态全补偿。

最后，在电流环程序中设计特定时间的延时程序以推迟重复控制器的投入时间，在延时过程中，***只有PI控制内环工作，重复控制外环不对***误差进行任何调节。延时时间应该大于并网冲击的持续时间，通常应该大于或等于半个基波周期时间，本***设计延迟10ms。也可以在电流环程序中设计延时程序周期性地缓慢增加图5中的Q(z)值。在缓慢增加Q(z)的过程中，***的双环均处于工作状态，PI控制内环正常工作，重复控制外环按照Q(z)大小对误差进行缓慢的弱调节，在Q(z)增加到稳态设定值后，重复控制外环也进入正常工作状态。Q(z)增加的时间通常也应该大于半个基波周期时间。本***中Q(z)在10ms内从0.5周期性地增加到0.9。

四、直流侧电容电压快速恢复

通过直流侧电容电压并网冲击抑制之后，***进入稳态运行，直流电压维持稳定。然而在负载切换过程中，直流电容电压将大幅波动。通过本专利的方法可以实现负载切换过程中，直流电容电压的快速恢复。

根据平衡方程可以推导出直流电压控制的小信号模型如图6所示。带控制器F(s)的电压环闭环控制框图如图7所示

***开环传递函数为：

$M\left(s\right)=\frac{3U_s-{6\mathrm{RI}}_p-{3\mathrm{LI}}_{p}s}{C_{\mathrm{dc}}{U}_{\mathrm{dc}}s}F\left(s\right).---\left(12\right)$

其中，R为包含LCL滤波器和变流器损耗在内的等效电阻，I_p为交流侧有功电流的有效值。传统PI控制器的传递函数为：

$F_{\mathrm{PI}}\left(s\right)=K_p+\frac{K_i}{s}.---\left(13\right)$

其中，Kp和Ki分别为电压环PI控制器的比例和积分系数。

不带控制器和带PI控制器时***开环传递函数M(s)的伯德图分别如图8(a)所示。由8(a)可见，二者的频率特性曲线很相似，只是低频增益略有不同。尽管在这两种情况下***的相位裕度都很大，但是高频部分的衰减性能却都不理想，不利于抑制环内噪声。理想的控制器应该同时具备高频衰减能力，并同时保证足够的低频增益。

电压外环控制器通过在电流内环的指令信号中加入适当的有功电流使得直流侧电压保持恒定。由于输出的补偿电流为6n±1次谐波电流，直流侧将存在6n次电压谐波。电压环采用传统PI控制器时，这些谐波将同样存在于控制器的输出，而这将大大干扰电流环的正常工作。在电容值较小时，较大的谐波电压将严重干扰电流环的正常工作，严重影响补偿精度。

采用一个低通滤波器来代替传统的PI控制器以消除这些电压谐波似乎是一个可行的方法。显然，在具有与PI控制器相同带宽时，低通滤波器能够获得更好的补偿精度。换言之，在保证相同的补偿精度条件下，采用低通滤波器时电压环的带宽可以扩大，从而改善电压环的动态响应速度。另外，直流电压的稳态跟踪能力可以通过模型内部的积分环节(1/sCdcUdc)得以保证。一阶和二阶低通滤波器容易稳定和设计，可以选择作为控制器，其传递函数如下：

$F_1\left(s\right)=\frac{K_1}{1+s/{\mathrm{\ω}}_{c1}}.---\left(14\right)$

$F_2\left(s\right)=\frac{K_2{{\mathrm{\ω}}_{c2}}^2}{s^2+{2\mathrm{\ξ\ω}}_{c2}s+{{\mathrm{\ω}}_{c2}}^2}.---\left(15\right)$

其中，K₁和K₂分别为一阶和二阶滤波器的比例系数，ω_c1和ω_c2分别是一阶和二阶滤波器的截止频率，ξ为二阶滤波器的阻尼系数。滤波器的截止频率取决于设计要求的带宽。增益的设计应该折衷于低频增益和***稳定裕度。而阻尼比主要取决于期望的相位裕度和高频衰减性能。

电压环工作原理图如图9所示。图中，Ucr是直流侧电压的给定值，Ucf是直流侧电压的反馈值。直流侧电容电压快速恢复具体实现方法如下：

控制器DSP实时采样图9中直流电容电压瞬时值U_cf，然后用稳态电压设定值U_cr减去U_cf，当U_cf比U_cr小时，经一阶或二阶滤波器的作用，使得Δi_d为正，由图9可知经过运算最终得到的指令电流中将含有正的有功电流分量，在这个指令电流的作用下，补偿器的主电路在对谐波电流进行补偿的同时，将从电网吸取相应的有功功率，使得变流器的直流侧电容电压上升直至反馈电压与给定值相同。

反之，当U_cf比U_cr大时，经一阶或二阶滤波器的作用，使得Δi_d为负，经过运算最终得到的指令电流中将含有负的有功电流分量，在这个指令电流的作用下，补偿器的主电路在对谐波电流进行补偿的同时，将向电网释放相应的有功功率，使得变流器的直流侧电容电压下降直至反馈电压与给定值相同。

具体如下：一阶和二阶低通滤波器容易稳定和设计，可以选择作为控制器，其传递函数如公式(7)和(8)所示。在本***中，一阶滤波器的截止频率和增益设为85Hz，3，二阶滤波器的截止频率、增益和阻尼比分别设为66Hz、3和2。带一阶滤波器和二阶滤波器时M(s)的伯德图分别如图8(b)所示。由图8(b)可见，二者在高频段分别以-20dB/dec和-40dB/dec对直流侧电压谐波衰减。二者的相位裕度分别为45°和30°，这对于整个***的稳定来说是足够的。另外，相对于一阶滤波器来说，二阶滤波器具有更高的高频衰减率，有利于获得更好的补偿效果。然而，二阶滤波器的带宽略低，因此响应速度会相应地慢一点。总的来说，虽然采用一阶和二阶滤波器时***的相位裕度比PI时低，但是它们能获得更好的直流电压控制性能。采用不同控制器时***的主要性能比较如表1所示。

表1采用不同控制器时***的主要性能比较

五、仿真结果

实验主电路参数如下：u_dc＝700V，C_dc＝5mF，L₁＝0.056mH，L₂＝0.020mH，C＝120uF，R_d＝0.1Ohm，u_g＝380，f_g＝50Hz，开关频率fs＝7kHz，额定容量Sc＝260kVA。所有控制方法都基于控制器TMS320F2812DSP实现。

根据***主电路参数和设计结果，在Matlab7.1上对***进行仿真验证。图10为正常运行时，负载由100％切换到50％和负载由50％切换到100％时直流电压的动态波形。

由图10可见，新型控制器能够获得比PI控制器更好的动态性能。在负载扰动的情况下，新型控制器能够以很快的动态响应速度消除直流侧的电压误差。当采用PI控制器、一阶滤波器和二阶滤波器时，直流侧电压的最大波动分别为80V、50V和60V。仿真结果与图8和图9中伯德图的分析结果相一致。

图11为分别采用PI控制器、一阶滤波器和二阶滤波器时，电压环控制器的输出波形(上)和补偿后电网电流波形(下)。根据图中的仿真结果，在采用新型的控制器后，直流侧的电压谐波得到了很好的抑制，这对于改善网侧电流波形非常有利。当采用PI控制器、一阶滤波器和二阶滤波器时，电网电流的THD分别为4.27％、3.72％和3.23％。

六、实验结果

为了验证所提出的控制方法，对如图1所示的三相三线并联型有源滤波器进行实验。所有控制方法都基于数字信号处理器TMS320F2812DSP实现。图12和图13分别示出启动和并网过程中不采用和采用冲击抑制策略时直流侧电压波形。在装置输出补偿电流瞬间，图12中的直流电压波动约为50V，而图13中的直流电压平稳地上升到期望值，电压波动很小。图14为装置输出补偿电流前后的电网电流和补偿电流波形。由图可见，并网瞬间的冲击电流很小，并且实验过程中发现该冲击电流并不会随着输出补偿电流的增加和增加。实验结果表明本***实现了软启动，启动过程中保证了不存在电压和电流的冲击。

图15、图16和图17分别为采用PI控制器、一阶滤波器和二阶滤波器时，交流耦合下测得的直流侧电压波形。由图可见，当负载增加时，新型控制器能减小直流电压的跌落。图18、图19和图20分别为采用PI控制器、一阶滤波器和二阶滤波器时，电网电流波形及其频谱。采用PI控制器、一阶滤波器和二阶滤波器时电网电流THD分别为4.86％、4.12％和3.73％。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种并联型有源电力滤波器动态直流电压的控制方法，其特征在于：

步骤1、来自电网的充电电流经接触器、限流电阻(Rs)、网侧电感、变流器侧电感和不控整流桥对直流侧电容进行预充电；

步骤2、所述不控整流桥下桥臂的开关由控制器发出的脉冲信号关断，该不控整流桥上桥臂的开关在控制器发出的开关脉冲信号控制下开启，该开关脉冲信号的占空比从0线性地增加到一个固定值；然后以该固定值对直流侧电容持续充电；

步骤3、将下桥臂的开关与上桥臂的开关同时关断，充电电流在电网电压和所述网侧电感、变流器侧电感共同作用下，将存储在所述网侧电感、变流器侧电感中的能量通过所述不控整流桥的反并二极管以充电电流形式向直流侧电容转移，直到直流侧电容的电压达到期望电压值；

步骤4、将电流环中PI控制器置于d-q同步坐标系下，并设置PI控制器初始输出值；

步骤5、将电网电压的采样值经G_n(s)计算后与所述电流环中PI控制内环中PI控制器的输出值相加，相加后的值通过d-q反变换形成一组调制信号，该调制信号与控制器内部的三角波调制信号相比较得出一组PWM脉冲信号，该PWM脉冲信号控制不控整流桥中的开关，从而输出与电网电压大小和相位基本相同用于抑制直流侧电容电压波动的三相交流电压；G_n(s)公式如下：

$G_n\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{Cs}}^2+{\mathrm{CR}}_{d}s+1}{L_1{\mathrm{Cs}}^2/10+({\mathrm{CR}}_d+L_1/{10R}_d)s+1}$

其中***参数为：L₁为变流器侧电感，单位为mH；C为交流滤波器电容，单位为uF；R_d阻尼电阻，单位为Ω；s为拉氏变换中变量；

步骤6、位于电流环中重复控制外环内设置重复控制器，并在该重复控制外环中将该重复控制器延迟一定的特征时间以推迟该重复控制器的投入时间，该特征时间应该大于并网冲击的持续时间且大于半个基波周期时间；

步骤7、在电压环内通过一个低通滤波器消除电网内的电压谐波。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述步骤1进一步包括以下步骤：

步骤1-1、预充电次接触器(KM2)闭合且主接触器(KM1)断开，在电网电压的作用下，充电电流先后经过预充电次接触器(KM2)、限流电阻(Rs)、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流侧电容，直流侧电容的电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流侧电容的电压达到一个稳定值Udc1；

步骤1-2、充电稳定后，预充电的主接触器(KM1)合闸闭合，限流电阻(Rs)和预充电次接触器(KM2)被预充电的主接触器(KM1)短路，充电电流先后经过预充电的主接触器(KM1)、网侧电感、变流器侧电感、不控整流桥，最后流入到直流侧电容，直流侧电容的电压不断上升，直至充电电流接近于零，直流侧电容的电压达到一个稳定值Udc2。

3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述期望电压值为700V。

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述不控整流桥由所述开关和反并二极管组成。

5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述PI控制器初始输出值为-35或27。

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