CN104242717A - 基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法。它首先提出了一种稳态输出阻抗控制器来增大稳态输出阻抗，以保证并联稳定运行时的并联均流度，然后给出了一种电容电压复合微分控制器来增大***的阻尼，增强***稳定性，最后，采用一种动态输出阻抗控制器，减小动态过程的输出阻抗，减小电压跳变，从而提高了输出电压的动态响应。它可广泛地应用于不同负载条件下的微网逆变器控制，以同时既满足微网逆变器离网运行时的动稳态性能，又能多台并联运行。

Description

基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法

技术领域

本发明涉及一种自适应输出阻抗控制方法，尤其是一种基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法。

背景技术

近年来，虚拟同步机技术作为微网逆变器的一种新型的发电模式，受到了学者们的大量关注。采用虚拟同步机技术的微网逆变器叫做虚拟同步机。虚拟同步机(Virtual Synchronous Generator，VSG)需要运行在两种模式下，并网和孤岛并联运行。VSG在离网运行时需要带不同的负载，如，阻感容负载、电机马达负载、整流桥负载，以及各种有源负载。在不同的负载情况下，其动态响应和稳态性能各不相同。为了达到良好的动稳态性能，特别是较快的动态响应，要求尽量减小VSG的输出阻抗。然而，VSG又需要并联运行，并联稳定运行的前提条件是多台机器之间能够按照功率等级进行功率分配，这就需要VSG增大输出阻抗以满足功率分配的需求。总之，输出阻抗是决定VSG动稳态输出误差、功率均分精度的重要因素。如何既能保持良好的动稳态性能，又能提高功率均分精度，合理的设计输出阻抗成为VSG亟待解决的关键问题之一。

针对输出阻抗设计问题，国内外的专家学者们提出了一些方法，主要有：

题为“Output Impedance Design of Parallel-Connected UPS InvertersWith Wireless Load-Sharing Control”，J.M.Guerrero，《IndustrialElectronics，IEEE Transactions on》，vol.52，pp.1126-1135，2005(“基于无互联线负载均流控制的并联UPS输出阻抗设计”，《IEEE学报-工业电子期刊》,2005年第52卷1126～1135页)的文章。该文提出了将输出阻抗设计成阻感性，低频呈感性、高频呈阻性；然而所提出的控制方法中，输出阻抗并没有减小控制***高频处所固有的输出阻抗，在负载动态变化时，输出电压将剧烈变化，同时也没有考虑大功率应用场合。

题为“Analysis，Design，and Implementation of Virtual Impedancefor Power Electronics Interfaced Distributed Generation”，H.Jinweiand L.Yun Wei，《Industry Applications，IEEE Transactions on》，vol.47，pp.2525-2538，2011(“基于电力电子装置接口的分布式发电虚拟阻抗分析，设计及实现”，《IEEE学报-工业应用期刊》，2011年第47卷2525～2538页)的文章。该文提出了将输出阻抗设计成阻感性，并提出了根据无功功率来自适应变化输出阻抗大小，根据有功和无功自适应变化输出电压幅值的方法；然而所提控制方法中，有功和无功功率的计算中存在低通滤波器，且需要通过内环控制才能实现，响应速度仍然不够快速，无法达到负载突变时的输出电压动态响应要求。且此控制方法也没有考虑大功率应用场合。

题为“Control of Inverters Via a Virtual Capacitor to AchieveCapacitive Output Impedance”，Q.C.Zhong and Y.Zeng，《PowerElectronics,IEEE Transactions on》，vol.29，pp.5568-5578，2014(“基于虚拟电容的逆变器容性输出阻抗控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2014年第29卷5568～5578页)的文章。该文提出了将输出阻抗控制为容性，可以滤除直流分量，并减小低次谐波；这些方法虽在小功率单相***中得到了很好的验证，但将其应用到三相大功率场合时却存在困难，且也未阐述其动态响应问题。

题为“A Simple Control Method for High-Performance UPS InvertersThrough Output-Impedance Reduction”，Heng Deng and Ramesh Oruganti，《Industrial Electronics，IEEE Transactions on》55(2)，888-898，2008(“一种基于减小输出阻抗的高性能UPS控制方法”，《IEEE学报-工业电子期刊》，2008年第55卷第2期888～898页)的文章。该文提出了一种减小UPS输出阻抗的控制方法，该方法提出的数字反馈控制器可以极大地减小UPS的输出阻抗，具有良好的动稳态性能；然而，当UPS并联运行时过小的输出阻抗将不利于负载均流，给UPS并联运行带来困难。

总之，现有技术未提及输出动态响应和并联均流对输出阻抗要求的矛盾问题。并且，在大功率三相VSG应用场合，其输出阻抗特性又有不同。首先三相***的abc坐标系变量向dq坐标系转换时存在着两个分量，一个是静态分量，一个是动态分量，其输出阻抗与单相***的等效电路并不相同；另外，大功率VSG的开关频率较低，控制延时较大，给***增加了不稳定的极点，尤其是多机并联运行时，其稳定性进一步降低，这使得***必须降低带宽以维持***稳定性，带宽的降低使得***的动态性能进一步下降，这极大的限制了控制器和VSG无源参数的设计准则，使得大功率VSG的整体控制性能下降。目前，对于这两个问题，现有技术也鲜有论述和解决的方案。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对基于虚拟同步机的微网逆变器、UPS等装置离网并联运行时，同一输出阻抗难以同时满足输出电压波形动静态性能和功率均分问题，提供一种基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法。

为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法包括微网逆变器输出电容电压的采集，特别是，

步骤1，先采集微网逆变器的输出电容电压U_ca,U_cb,U_cc、桥臂侧电感电流I_la,I_lb,I_lc和输出电流I_oa,I_ob,I_oc，再经过单同步旋转坐标变换得到输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq、桥臂侧电感电流dq的分量I_ld,I_lq和输出电流dq的分量I_od,I_oq；

步骤2，根据步骤1中得到的输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过稳态输出阻抗控制方程得到电容电压dq的分量指令信号增量ΔU_dref,ΔU_qref；

步骤3，根据步骤1中得到的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq和输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率和平均无功功率

步骤4，根据步骤3中得到的平均无功功率和微网逆变器给定的无功功率指令Q_ref、电压指令U_ref，经过无功控制方程得到微网逆变器电容电压dq的分量基准信号U_dref,U_qref；

步骤5，根据步骤2得到的电容电压dq的分量指令信号增量ΔU_dref,ΔU_qref和步骤4中得到的电容电压dq的分量基准信号U_dref,U_qref，将两者分别相加，得到电容电压dq的分量指令信号

步骤6，先根据步骤5得到的电容电压dq的分量指令信号以及步骤1中的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq，通过电压控制方程得到电容电流dq的分量指令信号再根据电容电流dq的分量指令信号和步骤1中的桥臂侧电感电流dq的分量I_ld,I_lq和输出电流dq的分量I_od,I_oq，通过电流控制方程得到控制信号U_d1,U_q1；

步骤7，根据步骤1得到的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq，经过电容电压复合微分控制方程得到控制信号U_d2,U_q2；

步骤8，根据步骤1中得到的输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过动态输出阻抗控制方程得到控制信号U_d3,U_q3；

步骤9，根据步骤6中的控制信号U_d1,U_q1、步骤7中的控制信号U_d2,U_q2和步骤8中的控制信号U_d3,U_q3，将三者分别相加，得到控制信号U_d,U_q；

步骤10，根据步骤3中得到的平均有功功率P和微网逆变器给定的有功功率指令P_ref、微网逆变器给定的角频率指令ω_ref，经过功角控制方程得到虚拟同步机的角频率ω，对角频率ω积分得到虚拟同步机的矢量角θ；

步骤11，先根据步骤9中的控制信号U_d,U_q和步骤10中得到的矢量角θ，经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c生成微网逆变器逆变桥开关管的PWM控制信号。

作为基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法的进一步改进：

优选地，步骤2中的稳态输出阻抗控制方程为

ΔU_dref＝K₁ω₀LI_od

             ，

ΔU_qref＝-K₁ω₀LI_oq

其中，K₁为补偿系数、ω₀为基波角频率、L为微网逆变器桥臂侧电感值。

优选地，步骤3中的有功功率计算方程为

$\stackrel{\‾}{P}=\left(\underset{h}{\mathrm{\Π}}\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}{s^2+2Q{\mathrm{\ω}}_{h}s+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\right)\·\frac{1.5}{\mathrm{\τs}+1}\·(U_{\mathrm{cq}}{I}_{\mathrm{oq}}+U_{\mathrm{cd}}{I}_{\mathrm{od}}),$

其中，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、Q为谐振控制器品质因数。

优选地，步骤3中的无功功率计算方程为

$\stackrel{\‾}{Q}=\left(\underset{h}{\mathrm{\Π}}\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}{s^2+2Q{\mathrm{\ω}}_{h}s+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\right)\·\frac{1.5}{\mathrm{\τs}+1}\·(U_{\mathrm{cd}}{I}_{\mathrm{oq}}+U_{\mathrm{cq}}{I}_{\mathrm{od}}),$

其中，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、Q为谐振控制器品质因数。

优选地，步骤4中的无功控制方程为

$U_{\mathrm{dref}}=U_{\mathrm{ref}}+n(Q_{\mathrm{ref}}-\stackrel{\‾}{Q}),$

U_qref＝0

其中，U_ref为微网逆变器给定无功功率指令Q_ref时的额定输出电容电压、n为无功控制下垂系数。

优选地，步骤6中的电压控制方程为

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{cd}}^{*}=(K_p+K_i/s)(U^{*}-U_{\mathrm{cd}})\\ I_{\mathrm{cq}}^{*}=(K_p+K_i/s)(0-U_{\mathrm{cq}})\end{array},$

其中，K_p为比例控制系数、K_i为积分控制系数。

优选地，步骤6中的电流控制方程为

$\begin{array}{c}{U}_{d1}=K(I_{\mathrm{cd}}^{*}-I_{\mathrm{ld}}+I_{\mathrm{od}})\\ U_{q1}=K(I_{\mathrm{cq}}^{*}-I_{\mathrm{lq}}+I_{\mathrm{oq}})\end{array},$

其中，K为比例控制系数。

优选地，步骤7中的电容电压复合微分控制方程为

U_d2＝K₂sC(λT_ss+1)U_cq

                ，

U_q2＝K₂sC(λT_ss+1)U_cq

其中，K₂为补偿系数、C为微网逆变器滤波电容值、λ为采样延时时间常数、T_s为微网逆变器采样频率。

优选地，步骤8中的动态输出阻抗控制方程为

U_d3＝K₃sL(λT_ss+1)I_od

               ，

U_q3＝K₃sL(λT_ss+1)I_oq

其中，K₃为补偿系数、L为微网逆变器桥臂侧电感值、λ为采样延时时间常数、T_s为微网逆变器采样频率。

优选地，步骤10中的功角控制方程为

$\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+\frac{m}{J{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{ms}+1}(P_{\mathrm{ref}}-\stackrel{\‾}{P}),$

其中，ω_ref为微网逆变器给定有功功率指令P_ref时的额定角频率、J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量时间常数、ω₀为电网固定角频率、m为功角控制下垂系数。

相对于现有技术的有益效果是：

采用本发明后，基于虚拟同步机的微网逆变器、UPS等装置离网并联运行时，在其同一输出阻抗既能满足输出电压波形动静态性能，又能满足功率均分的基础上，具备了如下优点：

1.增强了基于VSG的微网逆变器、UPS等装置运行时的稳定性，尤为开关频率较低、控制延时较大的大功率应用场合。

2.动稳态输出阻抗实现了解耦控制与设计，稳态输出阻抗保证良好的功率均分，动态输出阻抗保证负载突变等的输出电压动态波形质量，且不相互影响。

3.易于应用于采用VSG的三相微网逆变器、三相UPS装置中，同时也易于应用于基于dq坐标系控制***的输出阻抗设计方法。

4.有功和无功功率计算方法的动态响应较快，谐波含量较少。

附图说明

图1是本发明的总体控制框图。

图2是本发明所采用的虚拟同步机的拓扑结构图。

图3是虚拟同步机采用本发明前、后的仿真波形对比图。其中，图3a为采用本发明前的仿真波形图，图3b为采用本发明后的仿真波形图。

图4是虚拟同步机采用本发明前、后的实验波形对比图。其中，图4a为采用本发明前的实验波形图，图4b为采用本发明后的实验波形图。

由图3和图4可看出，本发明在抑制了***振荡的基础上，有效地提高了其动态响应。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。

本发明实施时的有关电气参数设置如下：

直流母线电压Udc为550V，输出交流线电压有效值为380V/50Hz，额定容量为100KW，微网逆变器桥臂侧电感为L＝0.5mH，微网逆变器滤波电容为C＝200μF。变压器为100KVA270/400V Dyn11型变压器。

参见图1、图2、图3和图4，本发明的实施过程如下：

步骤1，先采集微网逆变器的输出电容电压U_ca,U_cb,U_cc、桥臂侧电感电流I_la,I_lb,I_lc和输出电流I_oa,I_ob,I_oc，再经过单同步旋转坐标变换得到输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq、桥臂侧电感电流dq的分量I_ld,I_lq和输出电流dq的分量I_od,I_oq。

步骤2，根据步骤1中得到的输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过稳态输出阻抗控制方程得到电容电压dq的分量指令信号增量ΔU_dref,ΔU_qref；其中，

稳态输出阻抗控制方程为

ΔU_dref＝K₁ω₀LI_od

            ，

ΔU_qref＝-K₁ω₀LI_oq

其中的K₁为补偿系数、ω₀为基波角频率、L为微网逆变器桥臂侧电感值。

补偿系数K₁主要考虑最终微网逆变器的电容电压降落，一般在≤10％的范围内，因此K₁一般取值0.1≤K₁≤1；在本实施例中，取K₁＝0.5。

步骤3，根据步骤1中得到的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq和输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率和平均无功功率其中，

有功功率计算方程为

$\stackrel{\‾}{P}=\left(\underset{h}{\mathrm{\Π}}\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}{s^2+2Q{\mathrm{\ω}}_{h}s+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\right)\·\frac{1.5}{\mathrm{\τs}+1}\·(U_{\mathrm{cq}}{I}_{\mathrm{oq}}+U_{\mathrm{cd}}{I}_{\mathrm{od}}),$

其中的ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、Q为谐振控制器品质因数，

无功功率计算方程为

$\stackrel{\‾}{Q}=\left(\underset{h}{\mathrm{\Π}}\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}{s^2+2Q{\mathrm{\ω}}_{h}s+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\right)\·\frac{1.5}{\mathrm{\τs}+1}\·(U_{\mathrm{cd}}{I}_{\mathrm{oq}}+U_{\mathrm{cq}}{I}_{\mathrm{od}}),$

其中的ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、Q为谐振控制器品质因数。

在本实施例中，考虑主要滤除的谐波次数为2次和3次谐波，因此选取h＝2,3，此时ω_h＝628.3186rad/s,942.4779rad/s。一阶低通滤波器主要考虑滤除高次谐波，且不影响动态响应，一般取τ≤2e^-3s，本例取值τ＝1.5e^-4s；品质因数Q主要考虑陷波器的滤波效果，在本例中，选取Q＝0.5。

步骤4，根据步骤3中得到的平均无功功率和微网逆变器给定的无功功率指令Q_ref、电压指令U_ref，经过无功控制方程得到微网逆变器电容电压dq的分量基准信号U_dref,U_qref；其中，

无功控制方程为

$U_{\mathrm{dref}}=U_{\mathrm{ref}}+n(Q_{\mathrm{ref}}-\stackrel{\‾}{Q}),$

U_qref＝0

其中的U_ref为微网逆变器给定无功功率指令Q_ref时的额定输出电容电压、n为无功控制下垂系数。

无功控制下垂系数n取值原则为100％的无功功率变化时，电压幅值变化在2％之内；给定无功功率指令Q_ref和相对应的额定输出电容电压U_ref表示下垂曲线的位置关系，主要考虑微网逆变器输出无功功率为Q_ref时，其输出电压大小。

在本实施例中，无功控制下垂系数取值为给定无功功率指令Q_ref考虑***输出无功功率为Q_ref＝0，此时对应的额定输出电容电压U_ref＝380V。

步骤5，根据步骤2得到的电容电压dq的分量指令信号增量ΔU_dref,ΔU_qref和步骤4中得到的电容电压dq的分量基准信号U_dref,U_qref，将两者分别相加，得到电容电压dq的分量指令信号

步骤6，先根据步骤5得到的电容电压dq的分量指令信号以及步骤1中的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq，通过电压控制方程得到电容电流dq的分量指令信号其中，

电压控制方程为

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{cd}}^{*}=(K_p+K_i/s)(U^{*}-U_{\mathrm{cd}})\\ I_{\mathrm{cq}}^{*}=(K_p+K_i/s)(0-U_{\mathrm{cq}})\end{array},$

其中的K_p为比例控制系数、K_i为积分控制系数。

再根据电容电流dq的分量指令信号和步骤1中的桥臂侧电感电流dq的分量I_ld,I_lq和输出电流dq的分量I_od,I_oq，通过电流控制方程得到控制信号U_d1,U_q1；其中，

电流控制方程为

$\begin{array}{c}{U}_{d1}=K(I_{\mathrm{cd}}^{*}-I_{\mathrm{ld}}+I_{\mathrm{od}})\\ U_{q1}=K(I_{\mathrm{cq}}^{*}-I_{\mathrm{lq}}+I_{\mathrm{oq}})\end{array},$

其中的K为比例控制系数。

电压和电流控制方程中的参数主要考虑控制***的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取K_p＝0.03,K_i＝0.8,K＝0.05。

步骤7，根据步骤1得到的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq，经过电容电压复合微分控制方程得到控制信号U_d2,U_q2；其中，

电容电压复合微分控制方程为

U_d2＝K₂sC(λT_ss+1)U_cq

                ，

U_q2＝K₂sC(λT_ss+1)U_cq

其中的K₂为补偿系数、C为微网逆变器滤波电容值、λ为采样延时时间常数、T_s为微网逆变器采样频率。

补偿系数K₂相当于电阻阻抗的数值，在本实施例中可以取K₂＝1；采样延时时间λ根据数字处理和控制器的处理方法不同而不同。一般数字处理器采用三角载波的方式进行PWM调制。当采用此种方式的时候，若在三角波的过零处和峰值处进行步骤1中的电压和电流采样，此时***延时最大λ＝1.5；一般情况下，0.5＜λ≤1.5；在本实施例中，由于电压和电流采样均在三角波的过零点和峰值处进行，因而取λ＝1.5。

步骤8，根据步骤1中得到的输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过动态输出阻抗控制方程得到控制信号U_d3,U_q3；其中，

动态输出阻抗控制方程为

U_d3＝K₃sL(λT_ss+1)I_od

               ，

U_q3＝K₃sL(λT_ss+1)I_oq

其中的K₃为补偿系数、L为微网逆变器桥臂侧电感值、λ为采样延时时间常数、T_s为微网逆变器采样频率。

补偿系数K₃主要考虑动态输出阻抗补偿的有效性。一般取值0.5≤K₃≤1；在本实施例中，取K₃＝1,λ＝1.5。

步骤9，根据步骤6中的控制信号U_d1,U_q1、步骤7中的控制信号U_d2,U_q2和步骤8中的控制信号U_d3,U_q3，将三者分别相加，得到控制信号U_d,U_q。

步骤10，根据步骤3中得到的平均有功功率和微网逆变器给定的有功功率指令P_ref、微网逆变器给定的角频率指令ω_ref，经过功角控制方程得到虚拟同步机的角频率ω，对角频率ω积分得到虚拟同步机的矢量角θ；其中，

功角控制方程为

$\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+\frac{m}{J{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{ms}+1}(P_{\mathrm{ref}}-\stackrel{\‾}{P}),$

其中的ω_ref为微网逆变器给定有功功率指令P_ref时的额定角频率、J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量时间常数、ω₀为电网固定角频率、m为功角控制下垂系数。

功角控制方程表明了微网逆变器有功功率下垂曲线关系和虚拟惯量大小。其中，虚拟惯量标明了***频率的变化率，为了保证***频率变化平稳，需要有较大的虚拟惯量；然而虚拟惯量相当于在***中加入了一阶惯性环节，太大的虚拟惯量有可能导致***的不稳定。因而参数选择需要折中处理。为保证***稳定性，在本实施例中，惯性时间常数范围在τ_virtual＝Jω₀m≤2e^-3s；功角控制方程中的有功功率下垂曲线关系包括三个系数，功角控制下垂系数m表示下垂曲线的斜率，取值原则为100％的有功功率变化时，频率变化0.5Hz以内；给定有功功率指令P_ref和相对应的额定角频率ω_ref表示下垂曲线的位置关系，主要考虑微网逆变器输出有功功率为P_ref时，其输出频率大小。

在本实施例中，电网角频率采用额定频率为50Hz时对应的角频率，即ω₀＝314.1593rad/s，功角控制下垂系数取值为根据惯性时间常数取值原则取τ_virtual＝Jω₀m＝1.5e^-3s，可得J＝0.2Kg·m²,为保证控制运行时能量不流向直流侧，给定有功功率指令取值为P_ref＝1KW，此时对应的额定角频率取值为ω_ref＝314.1593rad/s。

步骤11，先根据步骤9中的控制信号U_d,U_q和步骤10中得到的矢量角θ，经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c生成微网逆变器逆变桥开关管的PWM控制信号。

显然，本领域的技术人员可以对本发明的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，包括微网逆变器输出电容电压的采集，其特征在于主要步骤如下：

步骤1，先采集微网逆变器的输出电容电压U_ca,U_cb,U_cc、桥臂侧电感电流I_la,I_lb,I_lc和输出电流I_oa,I_ob,I_oc，再经过单同步旋转坐标变换得到输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq、桥臂侧电感电流dq的分量I_ld,I_lq和输出电流dq的分量I_od,I_oq；

步骤2，根据步骤1中得到的输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过稳态输出阻抗控制方程得到电容电压dq的分量指令信号增量ΔU_dref,ΔU_qref；

步骤3，根据步骤1中得到的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq和输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率和平均无功功率

步骤4，根据步骤3中得到的平均无功功率和微网逆变器给定的无功功率指令Q_ref、电压指令U_ref，经过无功控制方程得到微网逆变器电容电压dq的分量基准信号U_dref,U_qref；

步骤5，根据步骤2得到的电容电压dq的分量指令信号增量ΔU_dref,ΔU_qref和步骤4中得到的电容电压dq的分量基准信号U_dref,U_qref，将两者分别相加，得到电容电压dq的分量指令信号

步骤6，先根据步骤5得到的电容电压dq的分量指令信号以及步骤1中的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq，通过电压控制方程得到电容电流dq的分量指令信号再根据电容电流dq的分量指令信号和步骤1中的桥臂侧电感电流dq的分量I_ld,I_lq和输出电流dq的分量I_od,I_oq，通过电流控制方程得到控制信号U_d1,U_q1；

步骤7，根据步骤1得到的输出电容电压dq的分量U_cd,U_cq，经过电容电压复合微分控制方程得到控制信号U_d2,U_q2；

步骤8，根据步骤1中得到的输出电流dq的分量I_od,I_oq，经过动态输出阻抗控制方程得到控制信号U_d3,U_q3；

步骤9，根据步骤6中的控制信号U_d1,U_q1、步骤7中的控制信号U_d2,U_q2和步骤8中的控制信号U_d3,U_q3，将三者分别相加，得到控制信号U_d,U_q；

步骤10，根据步骤3中得到的平均有功功率P和微网逆变器给定的有功功率指令P_ref、微网逆变器给定的角频率指令ω_ref，经过功角控制方程得到虚拟同步机的角频率ω，对角频率ω积分得到虚拟同步机的矢量角θ；

步骤11，先根据步骤9中的控制信号U_d,U_q和步骤10中得到的矢量角θ，经过单同步旋转坐标反变换得到三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c，再根据三相桥臂电压控制信号U_a,U_b,U_c生成微网逆变器逆变桥开关管的PWM控制信号。

2.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤2中的稳态输出阻抗控制方程为

ΔU_dref＝K₁ω₀LI_od

           ，

ΔU_qref＝-K₁ω₀LI_oq

其中，K₁为补偿系数、ω₀为基波角频率、L为微网逆变器桥臂侧电感值。

3.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤3中的有功功率计算方程为

$\stackrel{\‾}{P}=\left(\underset{h}{\mathrm{\Π}}\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}{s^2+2Q{\mathrm{\ω}}_{h}s+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\right)\·\frac{1.5}{\mathrm{\τs}+1}\·(U_{\mathrm{cq}}{I}_{\mathrm{oq}}+U_{\mathrm{cd}}{I}_{\mathrm{od}}),$

其中，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、Q为谐振控制器品质因数。

4.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤3中的无功功率计算方程为

$\stackrel{\‾}{Q}=\left(\underset{h}{\mathrm{\Π}}\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}{s^2+2Q{\mathrm{\ω}}_{h}s+{{\mathrm{\ω}}_h}^2}\right)\·\frac{1.5}{\mathrm{\τs}+1}\·(U_{\mathrm{cd}}{I}_{\mathrm{oq}}+U_{\mathrm{cq}}{I}_{\mathrm{od}}),$

其中，ω_h为陷波器需要滤除的谐波角频率、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、Q为谐振控制器品质因数。

5.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤4中的无功控制方程为

$U_{\mathrm{dref}}=U_{\mathrm{ref}}+n(Q_{\mathrm{ref}}-\stackrel{\‾}{Q}),$

U_qref＝0

其中，U_ref为微网逆变器给定无功功率指令Q_ref时的额定输出电容电压、n为无功控制下垂系数。

6.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤6中的电压控制方程为

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{cd}}^{*}=(K_p+K_i/s)(U^{*}-U_{\mathrm{cd}})\\ I_{\mathrm{cq}}^{*}=(K_p+K_i/s)(0-U_{\mathrm{cq}})\end{array},$

其中，K_p为比例控制系数、K_i为积分控制系数。

7.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤6中的电流控制方程为

$\begin{array}{c}{U}_{d1}=K(I_{\mathrm{cd}}^{*}-I_{\mathrm{ld}}+I_{\mathrm{od}})\\ U_{q1}=K(I_{\mathrm{cq}}^{*}-I_{\mathrm{lq}}+I_{\mathrm{oq}})\end{array},$

其中，K为比例控制系数。

8.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤7中的电容电压复合微分控制方程为

U_d2＝K₂sC(λT_ss+1)U_cq

                ，

U_q2＝K₂sC(λT_ss+1)U_cq

其中，K₂为补偿系数、C为微网逆变器滤波电容值、λ为采样延时时间常数、T_s为微网逆变器采样频率。

9.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤8中的动态输出阻抗控制方程为

U_d3＝K₃sL(λT_ss+1)I_od

               ，

U_q3＝K₃sL(λT_ss+1)I_oq

其中，K₃为补偿系数、L为微网逆变器桥臂侧电感值、λ为采样延时时间常数、T_s为微网逆变器采样频率。

10.根据权利要求1所述的基于虚拟同步机的自适应输出阻抗控制方法，其特征是步骤10中的功角控制方程为

$\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+\frac{m}{J{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{ms}+1}(P_{\mathrm{ref}}-\stackrel{\‾}{P}),$

其中，ω_ref为微网逆变器给定有功功率指令P_ref时的额定角频率、J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量时间常数、ω₀为电网固定角频率、m为功角控制下垂系数。