CN101677230A - 三级频率补偿运算放大器 - Google Patents

Abstract

一种三级频率补偿运算放大器。其中三级频率补偿运算放大器用于驱动大电容性负载，包含第一级电路；第二级电路在该第一输出信号处于第一频率时以第一增益放大该第一输出信号，在该第一输出信号处于第二频率时以第二增益放大该第一输出信号，以产生第二输出信号；第三级电路用于通过放大该第二输出信号产生第三输出信号包含：输入端用于接收该第二输出信号；以及输出端用于输出该第三输出信号；以及第一补偿电容，耦接在该第一级电路的该低阻抗端和该第三级电路的该输出端之间。本发明提供的三级频率补偿运算放大器可在较低功耗下驱动很大的电容性或电阻性负载。

Description

三级频率补偿运算放大器

技术领域

本发明涉及运算放大器，更具体的，是关于三级频率补偿运算放大器。

背景技术

运算放大器已经广泛应用于电子设备和电子学领域，在此仅举数例：例如反相器放大器(inverter amplifier)、积分器、滤波器电路。近年来，随着CMOS工艺尺度的快速微缩(scaling)，超大规模集成电路(VLSI)的供电电压急剧降低。运算放大器作为大多数模拟***的一个基本区块，也需要在低压应用中同时达到高增益和高带宽。传统级联(cascode)放大器是通过堆叠晶体管来提高增益，但由于电压摆幅(swing)较小而不适用于低压设计；而多级(multi-stage)放大器是通过横向(horizontally)增加增益级的数目来提高增益，因此越来越多的电路设计者注意到多级放大器的重要性。但由于多级放大器在小信号传输函数中具有多重极点(multiple-pole)的特性，所有多级放大器均存在闭环(close-loop)不稳定的问题。因此研究人员提出了多种频率补偿布局结构(topology)，以保证多级放大器的稳定性。一般而言，传统驱动器芯片中应用的运算放大器通常是两级放大器，传统两级放大器具有用于提升增益的第一级放大电路、以及用于驱动电容性或电阻性负载的第二级输出电路。但当前三级运算放大器也越来越受欢迎。

通常，放大器电路最重要的特性参数是增益和带宽。而放大器的增益和带宽具有相反关系。一般而言，较高增益值关联较低的带宽，而较低增益值关联较高的带宽。运算放大器的性能特性在于传输函数，而传输函数可通过应用小信号分析来获得。图1是示例两级放大器的传输函数的示意图。参考图1，从直流(DC，频率为零)到第一主极点ω_P1的频率期间，放大器的增益大致为常数；当频率上升至大于第一主极点ω_P1的频率时，放大器增益开始急剧下降。放大器的最大可用带宽与第二非主极点(non-dominant pole)ω_P2有关。在不同应用中，可能希望调整极点ω_P1和ω_P2的频率。本领域已知许多用于调整放大器极点频率的补偿技术，例如米勒(Miller)补偿或Ahuja补偿。米勒补偿采用一个反馈电容，该电容跨接在第二放大器级的输入和输出之间。Ahuja补偿则在第二放大器级的反馈回路中添加了一个电流增益装置。

图2是背景技术中两级米勒补偿(MC)放大器10的区块示意图。参考图2，两级MC放大器10包括第一级放大器11、第二级放大器12和补偿电容C_m。第一增益级的跨导(transconductance)、输出电阻和集总输出寄生电阻(lumped outputparasitic resistance)分别标示为g_m1、r_o1和C_p1，在第二增益级中相应参数分别标示为g_m2、r_o2和C_L。补偿电容C_m耦接于第二级放大器12的输入端和输出端之间。通过引入补偿电容C_m，从第二级放大器12输入端观察到第二级放大器12的电容就大得多，由此，第一主极点ωP1将向较低频率移动、第二非主极点ω_P2将向较高频率移动。

但是，高频时电容C_m具有短路路径的功能，且电容C_m与第二级放大器12的组合形成了连接成二极管形式的晶体管。这样一来，来自参考电势的任何噪声都会传递至第二级放大器12。另外，两级MC放大器10在高频运作时电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，以下简称为PSRR)较差。因此，若要求较好的PSRR，则两级MC放大器10不足以达到运作要求。

图3是背景技术中三级巢状米勒补偿(Nested Miller Compensation，NMC)放大器20的区块示意图。参考图3，三级NMC放大器20包括第一级放大器21、第二级放大器22、第三级放大器23以及补偿电容C_m1和C_m2。第一增益级的跨导、输出电阻和集总输出寄生电阻分别标示为g_m1、r_o1和C_p1，第二增益级中相应参数分别标示为g_m2、r_o2和C_p2，第三增益级中相应参数分别标示为g_m3、r_o3和C_L。补偿电容C_m1耦接于第二级放大器22的输入端和第三级放大器23的输出端之间。补偿电容C_m2耦接于第三级放大器23的输入端和输出端之间。在假设(1)C_m1、C_m2、C_L＞＞C_P1、C_P2，以及假设(2)g_m3＞＞g_m1、g_m2的条件下，三级NMC放大器20的特性在于小信号传输函数A_NMC(s)，A_NMC(s)表示如下：

$A_{\mathrm{NMC}}\left(s\right)=A_{\mathrm{DC}}\frac{A_{\mathrm{DC}}}{[\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p1}}+1][s^2\frac{C_{m2}{C}_L}{g_{m2}{g}_{m3}}+s\frac{C_{m2}}{g_{m2}}+1]}---\left(1\right)$

其中A_DC表示DC增益，DC增益等于g_m1g_m2g_m3r_o1r_o2r_o3，ω_P1表示主极点，主极点等于(C_m1g_m2g_m3r_o1r_o2r_o3)^-1。

为使NMC放大器20稳定，应遵守以下尺度条件(dimension condition)：

$C_{m1}=4\left(\frac{g_{m1}}{g_{m3}}\right)C_L---\left(2\right)$

$C_{m2}=2\left(\frac{g_{m2}}{g_{m3}}\right)C_L---\left(3\right)$

在NMC放大器20中，通过引入补偿电容C_m1、C_m2，也可实现极点分离(pole-splitting)。但是，如(1)、(3)式所示，非主极点依赖于C_m2，并因此依赖于负载电容C_L。驱动较大电容性负载时要求C_m2较大，以使非主极点移动至较低的频率。因此，NMC放大器20的频宽较小。此外，由于之前提出的假设g_m3＞＞g_m1、g_m2可能不再有效，所以NMC放大器20不适用于低功率设计。

Ahuja频率补偿方案是另一种广为人知的用于运算放大器的频率补偿方案。图4是背景技术中两级Ahuja补偿放大器30的区块示意图。参考图4，两级Ahuja补偿放大器30包括第一级放大器31、第二级放大器32、补偿电容C_m和电流增益装置I_g。第一增益级的跨导、输出电阻和集总输出寄生电阻分别标示为g_m1、r_o1和C_p1，第二增益级中相应参数分别标示为g_m2、r_o2和C_L。两级Ahuja补偿放大器30的特性在于小信号传输函数A_ahuja(s)，A_ahuja(s)表示为

$A_{\mathrm{ahuja}}\left(s\right)=A_{\mathrm{DC}}\frac{[\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_z}+1]}{[\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p1}}+1][\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_n^2}+\frac{s}{\left[\frac{{\mathrm{\ω}}_n}{2\mathrm{\ξ}}\right]}+1]}$

其中，A_DC为DC增益，等于g_m1g_m2r_o1r_o2；ω_P1为主极点，等于(C_mg_m2r_o1r_o2)^-1；ω_z为非主零点，等于ζ为阻尼系数，等于

ω_n为固有频率(natural frequency)，等于

在两级Ahuja补偿放大器30中，补偿电容C_m和电流增益装置I_g串联耦接于第二级放大器32的输入端和输出端之间。通过引入电流增益装置I_g，第二级放大器32运作于高频时不再成为连接成二极管形式的晶体管。因此，两级Ahuja补偿放大器30在高频段能达到较佳的PSRR。但是，两级Ahuja补偿放大器30在某些情况下不能实现较好的补偿功能。

发明内容

有鉴于此，本发明其中之一目的在于提供一种三级频率补偿运算放大器，以在放大器低压应用中对高增益和高带宽作更好的平衡。

本发明提供一种三级频率补偿运算放大器，用于驱动大电容性负载，包含：第一级电路，用于通过放大输入信号产生第一输出信号，该第一级电路包含：输入端，用于接收该输入信号；以及输出端，用于输出该第一输出信号；第二级电路，用于选择性地在该第一输出信号处于第一频率时以第一增益放大该第一输出信号，以及在该第一输出信号处于第二频率时以第二增益放大该第一输出信号，以产生第二输出信号，该第二级电路包含：输入端，耦接至该第一级电路的该输出端，用于接收该第一输出信号；输出端，用于输出该第二输出信号；以及第一补偿电路，用于在该第二频率时将该第一增益调节至该第二增益；第三级电路，用于通过放大该第二输出信号产生第三输出信号，该第三级电路包含：输入端，用于接收该第二输出信号；以及输出端，用于输出该第三输出信号；以及第二补偿电路，用于调节该第二级电路和该第三级电路的频率特性，该第二补偿电路包含：第一补偿电容，耦接至该第三级电路的该输出端；以及电流源，耦接在该补偿电容和该第二级电路的该输入端之间。

本发明另提供一种三级频率补偿运算放大器，用于驱动大电容性负载，包含：第一级电路，用于通过放大输入信号产生第一输出信号，该第一级电路包含：输入端，用于接收该输入信号；低阻抗端；以及输出端，用于输出该第一输出信号；第二级电路，用于选择性地在该第一输出信号处于第一频率时以第一增益放大该第一输出信号，以及在该第一输出信号处于第二频率时以第二增益放大该第一输出信号，以产生一第二输出信号，该第二级电路包含：输入端，耦接至该第一级电路的该输出端，用于接收该第一输出信号；输出端，用于输出该第二输出信号；以及第一补偿电路，用于在该第二频率时将该第一增益调节至该第二增益；第三级电路，用于通过放大该第二输出信号产生第三输出信号，该第三级电路包含：输入端，用于接收该第二输出信号；以及输出端，用于输出该第三输出信号；以及第一补偿电容，耦接在该第一级电路的该低阻抗端和该第三级电路的该输出端之间，用于调节该第二级电路和该第三级电路的频率特性。

本发明提供的三级频率补偿运算放大器可在较低功耗下驱动很大的电容性或电阻性负载。

附图说明

图1是示例两级放大器的传输函数的示意图。

图2是背景技术中两级米勒补偿放大器10的区块示意图。

图3是背景技术中三级巢状米勒补偿放大器20的区块示意图。

图4是背景技术中两级Ahuja补偿放大器30的区块示意图。

图5是根据本发明一个实施例的三级运算放大器的区块示意图。

图6是根据本发明第一实施例的三级运算放大器100的示意图。

图7是根据本发明第二实施例的三级运算放大器200的示意图。

图8是根据本发明第三实施例的三级运算放大器300的示意图。

图9是根据本发明第四实施例的三级运算放大器400的示意图。

具体实施方式

在说明书及后续的权利要求当中使用了某些词汇来指称特定元件。所属领域中具有通常知识者应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及后续的权利要求并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及后续的请求项当中所提及的“包括”和“包含”为一开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电性连接手段。间接的电性连接手段包括通过其它装置进行连接。

图5是根据本发明一个实施例的三级运算放大器的区块示意图。图5所示的运算放大器包括第一级电路110、第二级电路120、第三级电路130、Ahuja补偿电路140和主补偿电路150。Ahuja补偿电路140耦接在第二级电路120的输入端与第三级电路130的输出端之间。主补偿电路150可并入第二级电路120内部。为驱动由电容CL和电阻RL代表的外部负载160，图5中的运算放大器可通过DC增益A_DC增强输入信号Vin，以产生输出信号Vout。

图6是根据本发明第一实施例的三级运算放大器100的示意图。参考图6，在三级运算放大器100中，第一级电路110包括晶体管MP1-MP3、MN1和MN2。第二级电路120包括晶体管MP8、MP9、MN3和MN4。第三级电路130包括晶体管MP10和MN5。第二补偿电路(如Ahuja补偿电路140)，用于调节第二级电路120和第三级电路130的频率特性，包括晶体管MP4-MP7、以及第一补偿电容(如补偿电容C_C)和C_E。晶体管MP4-MP7可构成电流源，该电流源耦接在补偿电容C_C和第二级电路120的输入端之间。电压源V_DD、V_BP、V_BN、V_BP1和V_BN2均是用于运作运算放大器100的偏置电压(bias voltage)。同时，晶体管MP1和MP2所贡献的第一级电路110的跨导表示为g_m1；第一晶体管(如晶体管MN3)所贡献的第二级电路120的跨导表示为g_m2；晶体管MN3所贡献的第二级电路120的跨导表示为第一增益(如g_m2)；晶体管MN4所贡献的第二级电路120的跨导表示为第三增益(如g_m2l)；晶体管MP10所贡献的第三级电路130的跨导表示为g_m3；晶体管MP6、MP7所贡献的Ahuja补偿电路140的跨导表示为g_mc。在此实施例中，晶体管MP1-MP10可以是P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，晶体管MN1-MN5可以是N沟道MOSFET。但在本发明的其它实施例中，也可使用提供类似功能的其它类型的晶体管。

在第一级电路110中，四个晶体管MP1、MP2、MN1和MN2形成一个差分放大器(differential amplifier)，晶体管MP3作为运作差分放大器的电流源，该电流源可用于与差分放大器通信。差分输入电压I_N-和I_N+分别提供至晶体管MP1和MP2的控制端(控制端可以是晶体管的栅极)。因此，差分输入电压I_N-和I_N+之间的电压差ΔV可以增益g_m1放大，然后在第一级电路110的输出端(晶体管MN2的漏极)输出。

第一补偿电路(如主补偿电路150)包括电阻R_D和电容C_D。电阻R_D耦接于晶体管MN4的栅极。电容C_D耦接于晶体管MN4的栅极和漏极之间。在低频运作时，第二级放大器120的输入端(晶体管MN3的栅极)所接收的电压可以增益g_m2放大，然后在第二级放大器120的输出端(晶体管MN4的栅极)输出。在高频运作时，由于存在主补偿电路150，晶体管MN4(为第二级放大器120的负载晶体管)起到漏极-栅极相连的晶体管的功能。换言之，第二级放大器120的负载阻抗降低，由此第二级放大器120在高频运作中简化为具有第二增益(即低增益)的宽频带电路，低增益等于g_m2/g_m2l。例如，在高频时可以相当于将第二晶体管(如晶体管MN4)的栅极与漏极之间短路。这实质上意味着第二级电路120的极点移至高频，而三级运算放大器100整体上只有两个主极点，两个主极点分别由第一级电路110和第三级电路130贡献，由此实现了更佳的稳定性。但是，对DC增益A_DC，三级运算放大器100的每一级仍然都有贡献，A_DC表示为g_m1g_m2g_m3r_o1r_o2R_L，其中r_o1是第一级电路110的输出电阻，r_o2是第二级电路120的输出电阻。另外，第二级电路120的第三晶体管、第四晶体管可以是晶体管MP8、MP9，用于提供偏置电流。

主补偿电路150中的电阻R_D和电容C_D与第二级电路120的晶体管MN4一起形成了一个等效电路，该电路耦接于晶体管MN4的漏极与接地电压之间。上述等效电路包括串联耦接的电容C_eq和电阻R_eq，其中

C_eq＝g_m2lR_DC_D

R_eq＝1/g_m2l

在运算放大器100的均一增益(unity-gain)频率ω₀，要求电容C_eq的阻抗远低于电阻R_eq的阻抗。若满足 $\frac{1}{R_D{C}_D}<<{\mathrm{\&omega;}}_0,$

则可以实现电容C_eq的阻抗远低于电阻R_eq的阻抗。

采用小信号分析，运算放大器100以具有4个极点的传输函数为特性。当外部负载电容C_L较小时，主极点ω_p1(最低频率)和均一增益频率ω₀可表示为：

${\mathrm{\&omega;}}_{p1}=\sqrt{\frac{1}{g_{m2}{g}_{m3}{r}_{o1}{r}_{o2}{R}_L{C}_C}}$

${\mathrm{\&omega;}}_0=2\mathrm{\&pi;}{f}_0=\frac{g_{m1}}{C_C}$

但当外部负载电容C_L较大时，主极点ω_p1由输出级决定。在此情况下，主极点ω_p1和均一增益频率ω₀可表示为：

${\mathrm{\&omega;}}_{p1}=\frac{1}{R_L{C}_L}$

${\mathrm{\&omega;}}_0=2\mathrm{\&pi;}{f}_0=\frac{g_{m1}{g}_{m2}{g}_{m3}{r}_{o1}{r}_{o2}}{C_L}$

位于最高频率的非主极点ω_p4可表示为g_m2l/C₂，其中C₂是第二级电路120输出处的净电容(net capacitance)。非主极点ω_p4的影响通常可以忽略。

余下的非主极点对(pole-pair)ω_p2和ω_p3决定补偿的有效性。非主极点对ω_p2和ω_p3的阻尼系数ζ和固有频率ω_n可表示为：

$\mathrm{\&zeta;}=\frac{1}{2}\sqrt{\frac{C_1{g}_{\mathrm{mc}}{g}_{2l}}{C_L{g}_{m2}{g}_{m3}}}[1+\frac{C_L}{C_C}]---\left(6\right)$

${\mathrm{\&omega;}}_n=\sqrt{\frac{g_{\mathrm{mc}}{g}_{m2}{g}_{m3}}{g_{m2l}{C}_1{C}_L}}---\left(7\right)$

其中C₁是第一级电路110输出处的净电容。

阻尼系数ζ指示放大器抵抗其输出信号变化的能力。较高的阻尼系数意味着较好的稳定性界限(margin)。较高的固有频率ω_n意味着驱动较高电容性负载的能力。通过比较本发明第一实施例的三级运算放大器100与传统两级Ahuja补偿运算放大器30的阻尼系数及固有频率，可以估计补偿的有效性。通过比较(4)式和(6)式、(5)式和(7)式可观察到，由于本发明第一实施例的三级运算放大器100引入了例如g_m3和g_m2l的额外参数，三级运算放大器100在调节非主极点对ω_p2、ω_p3的阻尼系数ζ、固有频率ω_n时有更大的灵活性。例如，通过设定g_m2l与g_m3比值可支持较高的阻尼系数ζ，通过设定g_m3与g_m2l比值可支持较高的固有频率ω_n。

在小信号分析中，若时间常数R_DC_D和R_LC_L与1/ω_p1相比较小，则三级运算放大器100的传输函数只有一个由ω_z1＝g_mc/C_c确定的零点。ω_z1通常是非主零点，因此不会明显影响补偿。另一方面，若R_DC_D较小而R_LC_L较大(例如R_LC_L与1/ω_p1同量级或是更大)，则三级运算放大器100的传输函数还具有另一个由ω_z2＝1/R_DC_D确定的零点。当驱动很大的电容性负载时，ω_z2可提高稳定性，具有突出的优点。

根据本发明第一实施例的三级运算放大器100在C_c值较小时，对于很宽范围的C_L值都能良好运作。如(6)、(7)式所示，对于较大的C_L和较小的C_c，非主极点对ω_p2、ω_p3的阻尼系数ζ符合期望，ζ值较高。但是，对于较小的C_L和较小的C_c，阻尼系数ζ则不合期望，ζ值较低，可能导致不稳定。因此，本发明实施例的Ahuja补偿电路140进一步包括可增大C₁的补偿电容C_E，其中C₁是第一级电路110输出处的总体净电容。由(6)式可知，阻尼系数ζ也可相应地增大。

图7是根据本发明第二实施例的三级运算放大器200的示意图。参考图7，运算放大器200包括与图6所示具有类似结构的第一级电路110和第三级电路130。第二实施例与第一实施例的差别在于：运算放大器200包括第二级电路122和Ahuja补偿电路142。Ahuja补偿电路142包括NMOS晶体管MN6-MN7、PMOS晶体管MP4-MP5以及补偿电容C_C和C_E。补偿电容C_C耦接至第一级电路110的一个低阻抗节点(N1，即低阻抗端)。第二级电路122包括NMOS晶体管MN3、MN4，PMOS晶体管MP8、MP9，还包括具有电容C_D和电阻R_D的主补偿电路350。电阻R_D耦接至晶体管MP9的栅极，电容C_D则耦接在晶体管MP9的栅极与漏极之间。

图8是根据本发明第三实施例的三级运算放大器300的示意图。参考图8，三级运算放大器300包括与图6所示具有相似结构的第一级电路110、第三级电路130以及Ahuja补偿电路140。第三实施例与第一实施例的差别在于：相比于三级运算放大器100，三级运算放大器300包括的第二级电路122进一步采用了AB类(class AB)输出级配置。

第二级电路122包括NMOS晶体管MN3、MN4A、MN4B、MN6A、MN6B、MN7和MN8，PMOS晶体管MP8、MP9A、MP9B、MP11A、MP11B、MP12A、MP12B和MP13-15，以及第一主补偿电路251和第二主补偿电路252。第一主补偿电路251包括电阻R_DA和电容C_DA。电阻R_DA耦接在晶体管MN4A的栅极和MN6A的栅极之间，电容C_DA耦接在晶体管MN4A的栅极和漏极之间。第二主补偿电路252包括电阻R_DB和电容C_DB。电阻R_DB耦接在晶体管MN4B的栅极和MN6B的栅极之间，电容C_DB耦接在晶体管MN4B的栅极和漏极之间。在低频运作时，第二级电路122的跨导用g_m2表示，此实施例中的g_m2是第一实施例中g_m2的两倍。其它主要参数，例如g_m1、g_mc、g_m2l、C_c和R_DC_D，与第一实施例中的同名参数具有相似的值。

因为输出级的第一分支“推”或者说作为源头使电流流向负载，而输出级的第二分支“挽”或者说是从负载接收电流，因此AB类配置有时称为“推挽”配置。AB类放大器总是在开启一个输出分支的同时实质上关闭另一输出分支，因此减少了A类放大器过高的功耗。虽然AB类放大器的一个分支实质上关闭，但也会有少量电流流过该分支。少量的残余电流(residual current)避免了在B类放大器开启关闭时可能产生的交越失真(crossover distortion)。通过采用AB类输出级方案，根据本发明第三实施例的三级运算放大器300在驱动很大电阻性负载时能达到更佳的功率效率。

图9是根据本发明第四实施例的三级运算放大器400的示意图。参考图9，运算放大器400包括与图6所示具有相似结构的第一级电路110、第三级电路130、以及Ahuja补偿电路140。第四实施例与第一实施例的差别在于：相比于三级运算放大器100，三级运算放大器400包括的第二级电路124进一步提高了整体的V_DD-PSRR。第二级电路124包含NMOS晶体管MN3、MN7-MN9，PMOS晶体管MP8、MP9，以及具有电阻R_D和电容C_D的主补偿电路350。电阻R_D耦接至晶体管MN9的栅极，电容C_D则耦接在晶体管MN9的栅极与漏极之间。

PSRR用于测量运算放大器在供电电压变化的情况下维持恒定输出的能力。PSRR值取决于所考虑的供电电压，因此较高供电电压下的PSRR不同于较低供电电压下的PSRR。对于图6所示的本发明第一实施例，单独考虑第二级电路120的PSRR_VDD1和PSRR_GND1可分别表示如下：

${\mathrm{PSRR}}_{\mathrm{VDD}1}=\frac{r_{o4}/r_{o3}}{A_2}---\left(8\right)$

${\mathrm{PSRR}}_{\mathrm{GND}1}=\frac{r_{o3}-r_{o4}}{A_2{r}_{o3}}---\left(9\right)$

其中r_o3是晶体管MN3的小信号漏极电阻；r_o4是晶体管MN4的小信号漏极电阻；以及A2是第二级电路120的DC增益。

类似的，对于图9所示的本发明第四实施例，单独考虑第二级电路124的PSRR_VDD4和PSRR_GND4可分别表示如下：

${\mathrm{PSRR}}_{\mathrm{VDD}4}=\frac{(r_{o8}-r_{o9})r_{o5}}{A_2(r_{o5}+r_{o9})r_{o8}}---\left(10\right)$

${\mathrm{PSRR}}_{\mathrm{GND}4}=\frac{(r_{o8}+r_{59})r_{o9}}{A_2(r_{o5}+r_{o9})r_{o8}}---\left(11\right)$

其中r_o8是晶体管MP8的小信号漏极电阻；r_o9是晶体管MP9的小信号漏极电阻；r_o5是并联晶体管MN8和MN9的小信号漏极电阻；以及A2是第二级电路124的DC增益。

由(8)、(10)式可知，当流经晶体管MP9的扰乱(disturbance)电流(在晶体管MN7进行电流镜并反转相位之后)匹配流经晶体管MP8的扰乱电流(在晶体管MN8进行电流镜并反转相位之后)时，(10)式中PSRR_VDD4的分子可调节至零，因此第二级电路124可具有更佳(更低)的V_DD-PSRR。

相应的，本发明的实施例提供一种三级运算放大器，其功能在高频可视为两级运算放大器，也可在较低功耗下驱动很大的电容性负载。

任何熟习此项技术者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。

Claims (20)

1.一种三级频率补偿运算放大器，用于驱动大电容性负载，包含：

第一级电路，用于通过放大输入信号产生第一输出信号，该第一级电路包含：输入端，用于接收该输入信号；以及输出端，用于输出该第一输出信号；

第二级电路，用于选择性地放大该第一输出信号，以产生第二输出信号，该第二级电路在该第一输出信号处于第一频率时以第一增益放大该第一输出信号，以及在该第一输出信号处于第二频率时以第二增益放大该第一输出信号，该第二级电路包含：输入端，耦接至该第一级电路的该输出端，用于接收该第一输出信号；输出端，用于输出该第二输出信号；以及第一补偿电路，用于在该第二频率时将该第一增益调节至该第二增益；

第三级电路，用于通过放大该第二输出信号产生第三输出信号，该第三级电路包含：输入端，用于接收该第二输出信号；以及输出端，用于输出该第三输出信号；以及

第二补偿电路，用于调节该第二级电路和该第三级电路的频率特性，该第二补偿电路包含：第一补偿电容，耦接至该第三级电路的该输出端；以及电流源，耦接在该补偿电容和该第二级电路的该输入端之间。

2.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第一级电路包括差分放大器，该差分放大器具有第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管。

3.如权利要求2所述的三级频率补偿运算放大器，更包含电流源，用于与该差分放大器通信。

4.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于：

该第二级电路更包含第一晶体管和第二晶体管，其中，该第一晶体管提供该第一增益，且该第一晶体管包括：控制端，耦接至该第二级电路的该输入端；第一端；以及第二端；该第二晶体管提供第三增益，且该第二晶体管包括：控制端；第一端，耦接至该第一晶体管的该第一端；以及第二端，耦接至该第二级电路的该输出端；以及

该第一补偿电路包含：补偿电阻，耦接至该第二晶体管的该控制端；以及补偿电容，耦接在该第二晶体管的该控制端与该第二端之间，用于在高频时将该第二晶体管的该控制端与该第二端之间短路，以提供等于该第一增益除以该第三增益的该第二增益。

5.如权利要求4所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第二级电路更包含：

第三晶体管，耦接至该第一晶体管的该第二端，以提供偏置电流；以及

第四晶体管，耦接至该第二晶体管的该第二端，以提供偏置电流。

6.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于：

该第二级电路更包含第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管，其中，该第一晶体管提供该第一增益，且该第一晶体管包括第一端、第二端和耦接至该第二级电路的该输入端的控制端；该第二晶体管提供第三增益，且该第二晶体管包括控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及耦接至该第二级电路的该输出端的第二端；该第三晶体管包括：耦接至该第一晶体管的该第二端的控制端，耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端，以及耦接至该第一晶体管的该第二端的第二端；以及该第四晶体管包括：耦接至该第一晶体管的该第二端的控制端，耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端，以及耦接至该第二级电路的该输出端的第二端；以及

该第一补偿电路包含：补偿电阻，耦接至该第二晶体管的该控制端；以及补偿电容，耦接在该第二晶体管的该控制端与该第二端之间，用于在高频时将该第二晶体管的该控制端与该第二端之间短路，以提供等于该第一增益除以该第三增益的该第二增益。

7.如权利要求6所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第二级电路更包含：

第五晶体管，耦接至该第一晶体管的该第二端，以提供偏置电流；以及

第六晶体管，耦接至该第二晶体管的该第二端，以提供偏置电流。

8.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于：

该第二级电路更包含第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和AB类配置电路，其中，该第一晶体管包括第一端、第二端和耦接至该第二级电路的该输入端的控制端；该第二晶体管包括控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及耦接至该第二晶体管的该控制端的第二端；该第三晶体管包括：控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及耦接至该第三晶体管的该控制端的第二端；该AB类配置电路包括第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管和第七晶体管，其中，该第四晶体管包括控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及第二端，该第五晶体管包括控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及耦接至该第五晶体管的该控制端的第二端，该第六晶体管包括控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及耦接至该第二级电路的该输出端的第二端，该第七晶体管包括控制端、耦接至该第一晶体管的该第一端的第一端、以及耦接至该第七晶体管的该控制端的第二端；以及

该第一补偿电路包含第一补偿电阻、第二补偿电阻、第一补偿电容和第二补偿电容，其中，该第一补偿电阻耦接在该第四晶体管的该控制端和该第五晶体管的该控制端之间；该第二补偿电阻耦接在该第六晶体管的该控制端和该第七晶体管的该控制端之间；该第一补偿电容耦接在该第四晶体管的该控制端和该第二端之间；该第二补偿电容耦接在该第六晶体管的该控制端和该第二端之间。

9.如权利要求8所述的三级频率补偿运算放大器，其中，该第二级电路更包含多个第八晶体管，每个第八晶体管耦接至相应的第一至第七晶体管，以提供偏置电流。

10.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第三级电路更包含：

第一晶体管，包括：第一端、耦接至该第三级电路的该输入端的控制端、以及耦接至该第三级电路的该输出端的第二端；以及

第二晶体管，包括：控制端、第一端以及耦接至该第三级电路的该输出端的第二端。

11.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第二补偿电路更包含第二补偿电容，该第二补偿电容耦接至该第二级电路的该输入端。

12.如权利要求1所述的三级频率补偿运算放大器，更包含多个电压源，以提供多个偏置电压。

13.一种三级频率补偿运算放大器，用于驱动大电容性负载，包含：

第一级电路，用于通过放大输入信号产生第一输出信号，该第一级电路包含：输入端，用于接收该输入信号；低阻抗端；以及输出端，用于输出该第一输出信号；

第二级电路，用于选择性地在该第一输出信号处于第一频率时以第一增益放大该第一输出信号，以及在该第一输出信号处于第二频率时以第二增益放大该第一输出信号，以产生第二输出信号，该第二级电路包含：输入端，耦接至该第一级电路的该输出端，用于接收该第一输出信号；输出端，用于输出该第二输出信号；以及第一补偿电路，用于在该第二频率时将该第一增益调节至该第二增益；

第三级电路，用于通过放大该第二输出信号产生第三输出信号，该第三级电路包含：输入端，用于接收该第二输出信号；以及输出端，用于输出该第三输出信号；以及

第一补偿电容，耦接在该第一级电路的该低阻抗端和该第三级电路的该输出端之间，用于调节该第二级电路和该第三级电路的频率特性。

14.如权利要求13所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第一级电路包括差分放大器，该差分放大器具有第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管。

15.如权利要求13所述的三级频率补偿运算放大器，更包含电流源，用于与该差分放大器通信。

16.如权利要求13所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于：

该第二级电路更包含第一晶体管和第二晶体管，其中，该第一晶体管提供该第一增益，且该第一晶体管包括：控制端，耦接至该第二级电路的该输入端；第一端；以及第二端；该第二晶体管提供第三增益，且该第二晶体管包括：控制端；第一端，耦接至该第一晶体管的该第一端；以及第二端，耦接至该第二级电路的该输出端；以及

该第一补偿电路包含：补偿电阻，耦接至该第二晶体管的该控制端；以及补偿电容，耦接在该第二晶体管的该控制端与该第二端之间，用于在高频时将该第二晶体管的该控制端与该第二端之间短路，以提供等于该第一增益除以该第三增益的该第二增益。

17.如权利要求16所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第二级电路更包含：

第三晶体管，耦接至该第一晶体管的该第二端，以提供偏置电流；以及

第四晶体管，耦接至该第二晶体管的该第二端，以提供偏置电流。

18.如权利要求13所述的三级频率补偿运算放大器，其特征在于，该第三级电路更包含：

第一晶体管，包括：耦接至该第三级电路的该输入端的控制端、第一端、以及耦接至该第三级电路的该输出端的第二端；以及

第二晶体管，包括：控制端、第一端以及耦接至该第三级电路的该输出端的第二端。

19.如权利要求13所述的三级频率补偿运算放大器，更包含第二补偿电容，该第二补偿电容耦接至该第二级电路的该输入端。

20.如权利要求13所述的三级频率补偿运算放大器，更包含多个电压源，以提供多个偏置电压。

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