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Die
Erfindung betrifft einen integrierten Schaltkreis mit einer Ausgangsstufe,
die einen Analogverstärker
umfaßt,
der ausgangsseitig an eine Anschlußfläche zur Ausgabe eines verstärkten Ausgangssignals
angeschlossen ist.
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In
integrierten Schaltkreisen mit analoger Signalverarbeitung sind
zur Abgabe von Ausgangssignalen an schaltungsexterne Leitungen beispielsweise
Operationsverstärker
oder Operational Transconductance Amplifiers (OTA) vorgesehen. Dadurch
wird das Ausgangssignal mit hoher Treiberleistung vom integrierten
Schaltkreis an eine Leitung auf einer Platine abgegeben. Bei herkömmlichen
Operationsverstärkern
oder OTAs wie beispielsweise in Tietze, Schenk: "Halbleiterschaltungstechnik", 9. Auflage, 1991,
Seite 140; Hogervorst, Huijsing: "Design of Low-Voltage, Low-Power Operational
Amplifier Cells",
Seiten 150 und 188; Laker, Sansen: "Design of Analog Integrated Circuits
and Systems", Seite 487
dargestellt, ist an den Ausgangsanschluß ein kapazitiver Rückkopplungspfad
angeschlossen. Die Verstärker
werden mit Rückkopplungsnetzwerken beschaltet,
wobei jede einzelne Verstärkerstufe
eine Phasenverschiebung im Signalpfad bewirkt. Um mitkoppelnde Signalanteile
zu vermeiden, werden hohe Frequenzanteile mittels der genannten
kapazitiven Rückkopplung
gedämpft.
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An
die Anschlußfläche zur
Abgabe des Ausgangssignals von der integrierten Schaltung ist meist ein
Bonddraht angeschlossen, welcher die Anschlußfläche mit einem Anschlußstift des
Gehäuses
verbindet. Diese Anordnung wirkt als Empfangsantenne für hochfrequente
Störstrahlungen,
die beispielsweise von benachbarten Schaltungskomponenten erzeugt werden
können.
Der durch die kapazitive Rückkopplung
gebildete, für
hohe Frequenzen aber niederohmige Signalpfad führt von der Anschlußfläche in die Schaltung
zurück.
Die im wesentlichen durch den Bonddraht empfangene hochfrequente
Störstrahlung,
sogenannte EMV-Störungen (EMV:
elektromagnetische Verträglichkeit),
wird durch die in der integrierten Schaltung vorhandenen pn-Übergänge gleichgerichtet. Die dadurch
injizierten Ströme
verschieben die Arbeitspunkte der Schaltungen im integrierten Schaltkreis.
Eingänge
von Verstärkerstufen sind
meist hochohmig ausgeführt,
so daß derart
injizierte Ströme
die Signalverarbeitung merkbar stören.
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An
der Literaturstelle De Bruyn, William: "Error feedback in audio power", Electronics World,
Juni 1997, Seiten 476 bis 478, insbesondere 1, ist ein Analogverstärker gezeigt
mit einer ersten, einen Differenzverstärker enthaltenden Verstärkerstufe
sowie einer Ausgangsstufe, bei der der Ausgang über ohmsche und kapazative
Elemente zurückgekoppelt
ist auf den Ausgang der Differenzverstärkerstufe. Die Literaturstelle
Tietze, Schenk: "Halbleiter-Schaltungstechnik" zeigt Differenzverstärker mit
erster und nachgeschalteter zweiter Verstärkerstufe, bei denen der Ausgang
der Verstärkerstufe
auf den Eingang rückgekoppelt
ist, insbesondere in 9. Auflage, 1990, Seiten 140 und 433 sowie
11. Auflage, 1999, Seite 523. Das Prinzip von Verstärkern mit
Nested Miller Compensation ist in Pernici, Sergio et al.: "A CMOS Low-Distortion
Fully Differential Power Amplifier with Double Nested Miller Compensation", IEEE Journal of
Solid-State Circuits, Band 28, Nr. 7, Juli 1993, Seiten 758 bis
763 beschrieben.
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In
der gattungsbildenden
US
5 515 005 A ist ein Operationsverstärker gezeigt, der einen eingangsseitigen
Verstärkerabschnitt
und einen ausgangsseitigen Verstärkerabschnitt,
deren Signalpfade in Reihe geschaltet sind, aufweist. Der Operationsverstärker enthält eine
Reihenschaltung eines Widerstands und eines kapazitiven Elements,
die einerseits an den Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen
ist, wobei zwischen dem Widerstand und dem kapazitiven Element der
Reihenschaltung ein Knoten gebildet ist. Der ausgangsseitige Verstärkerabschnitt
enthält
eine Pufferschaltung, deren Steueranschluß mit einem Ausgang des eingangsseitigen
Verstärkerabschnitts
gekoppelt ist. Deren gesteuerter Strompfad ist an einen Anschluß für ein Bezugspotential
und an den Ausgangsanschluß des
Analogverstärkers
gekoppelt. Schließlich ist
die Reihenschaltung des Widerstands und des kapazitiven Elements
andererseits an den Steueranschluß der Pufferschaltung angeschlossen.
Ein weiteres kapazitives Element ist zwischen dem Knoten und dem
Anschluß für das Bezugspotential
vorgesehen.
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Die
Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen integrierten Schaltkreis
mit einem ausgangsseitigen Analogverstärker anzugeben, der eine höhere Festigkeit
gegenüber
elektromagnetischer Einkopplung aufweist.
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Gemäß der Erfindung
wird diese Aufgabe durch einen integrierten Schaltkreis gelöst mit einem Analogverstärker, der
einen Eingangsanschluß zur Zuführung eines
zu verstärkenden
Eingangssignals sowie einen Ausgangsanschluß zur Ausgabe eines verstärkten Ausgangssignals
umfaßt,
eine Anschlußfläche, die
mit dem Ausgangsanschluß des
Analogverstärkers
verbunden ist und zur Abgabe eines Ausgangssignals vom integrierten
Schaltkreis dient, wobei der Analogverstärker einen ersten eingangsseitigen
Verstärkerabschnitt
umfaßt
und einen zweiten ausgangsseitigen Verstärkerabschnitt, deren Signalpfade
in Reihe geschaltet sind, eine Reihenschaltung eines Widerstands
und eines kapazitiven Elements, die einerseits an den Ausgangsanschluß des Analogverstärkers angeschlossen
ist, wobei zwischen dem Widerstand und dem kapazitiven Element der
Reihenschaltung ein Knoten gebildet ist, und ein weiteres kapazitives
Element, das zwischen den Knoten und einen Anschluß für ein Bezugspotential
geschaltet ist, wobei der zweite Verstärkerabschnitt einen Transistor
mit einem Steueranschluß,
einem Sourceanschluß und
einem Drainanschluß umfasst,
dessen Steueranschluß mit
einem Ausgang des ersten Verstärkerabschnitts
gekoppelt ist, dessen Sourceanschluß an den Anschluß für das Bezugspotential
angeschlossen ist und dessen Drainanschluß an den Ausgangsanschluß des Analogverstärkers gekoppelt ist,
daß die
Reihenschaltung des Widerstands und des kapazitiven Elements andererseits
an den Steueranschluß des
Transistors angeschlossen ist und daß ein weiterer Transistor vorgesehen
ist mit einem Sourceanschluß und
einem Drainanschluß, über dessen
Drain-Source-Strecke der Drainanschluß des einen Transistors an
einen Anschluß für ein Versorgungspotential
angeschlossen ist.
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Beim
integrierten Schaltkreis gemäß der Erfindung
wird eine über
den Ausgang hochfrequent eingekoppelte Störung gedämpft. Das nach Bezugspotential
geschaltete kapazitive Element wirkt gemeinsam mit dem Widerstand
als Tiefpaß,
so daß die
einge koppelte Signalenergie der hochfrequenten Störung verzögert und
nach Bezugspotential abgeleitet wird. Dadurch wird weniger Ladung
in das Innere der integrierten Schaltung injiziert. Niedrigfrequente Störungen werden
zwar trotzdem weiter geleitet, aber vom Regelungsdynamikbereich
des Analogverstärkers
erfaßt
und ausgeregelt.
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Der
Analogverstärker
kann beispielsweise ein Operationsverstärker sein, welcher einen hochohmigen
Eingang aufweist, das Nutzsignal analog verstärkt und ausgangsseitig ein
niederohmiges Signal bereitstellt. Demgegenüber hat ein OTA einen hochohmigen
Ausgang, welcher ein stromgesteuertes Ausgangssignal liefert. Operationsverstärker sowie
OTA's sind mehrstufig
aufgebaut. Es ist eingangsseitig eine differentiell arbeitende Differenzverstärkerstufe
vorgesehen, der ausgangsseitig ein weiterer Verstärker nachgeschaltet
ist. Letzterer Verstärker
umfaßt
im wesentlichen einen Verstärkertransistor.
Der Ausgang des Analogverstärkers
und der Eingang dieser zweiten Verstärkerstufe sind kapazitiv rückgekoppelt.
Diese Rückkopplung
umfaßt
die Reihenschaltung eines Widerstands und eines kapazitiven Elements,
wobei der Kopplungsknoten zwischen kapazitivem Element und Widerstand
wiederum kapazitiv an Bezugspotential angeschlossen ist. Der Widerstand
ist in die Rückkopplungsschleife
zwischen den Ausgang der zweiten Verstärkerstufe und deren Eingang
geschaltet. Alternativ ist der Widerstand zwischen den Ausgangsanschluß des Analogverstärkers, welcher
an die Anschlußfläche angeschlossen
ist, und den Ausgangsanschluß der
zweiten Verstärkerstufe
geschaltet.
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In
einer Weiterbildung der Erfindung ist eine dritte Verstärkerstufe
vorgesehen, die zwischen den Ausgang des eingangsseitigen Differenzverstärkers und
den Eingang der ausgangsseitigen Verstärkerstufe geschaltet ist. Eine
weitere Rückkopplung
ist hier zwischen den Ausgang des Analogverstärkers und den Eingang der dritten
Verstärkerstufe
bzw. den Ausgang des eingangsseitigen Differenzverstärkers geschaltet.
Dieser Rückkopplungspfad
ist entsprechend dem der zweiten Verstärkerstufe zugeordneten Rückkopplungspfad
ausgeführt.
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Das
den Rückkopplungspfad
mit Bezugspotential verbindende kapazitive Element ist einerseits hinreichend
klein zu dimensionieren, so daß das Übertragungsverhalten
des rückgekoppelten
Analogverstärkers
nicht wesentlich verschlechtert wird, d.h. der Phasenrand seiner Übertragungsfunktion
nicht zu niedrigeren Frequenzen hin verschoben wird. Andererseits
ist dieses kapazitive Element aber ausreichend groß zu wählen, so
daß die
hochfrequent eingekoppelten Störstrahlungen
genügend
gedämpft werden.
Die aus dem Widerstand und dem kapazitiven Element gebildete Zeitkonstante
sollte in der Praxis fünf- bis zehnmal größer sein
als die Transitfrequenz des Analogverstärkers, um die vorgenannten vorteilhaften
Wirkungen zu erreichen.
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Bei
der Anwendung von Verstärkern
besteht meist das Bestreben, die kapazitive Belastung des Verstärkereingangs
so gering wie möglich
zu halten, um eine möglichst
hohe Transitfrequenz und ausreichende Verstärkung auch bei hohen Signalfrequenzen
zu erreichen. Bei der Erfindung hingegen wird durch das an Bezugspotential
geschaltete kapazitive Element an den Eingang des ausgangsseitigen
Verstärkerabschnitts
des Analogverstärkers
eine zusätzliche
Belastung angelegt. Bei geeigneter Dimensionierung ergibt sich überraschenderweise
aber für
einen solchen am Ausgang der integrierten Schaltung angeordneten
Verstärker
ein verbessertes Verhalten gegenüber
der Einkopplung elektromagnetischer Störstrahlung.
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Nachfolgend
wird die Erfindung anhand der in der Zeichnung dargestellten Figuren
näher erläutert.
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Es
zeigen:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
gemäß der Erfindung
mit einem Analogverstärker,
dessen zweiter Verstär kerabschnitt
eine kapazitive und tiefpaßmäßige Rückkopplung
aufweist;
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2 eine
zweite Ausführungsform
der Erfindung mit einem weiteren mittleren Verstärkerabschnitt und jeweiligen
Rückkopplungen;
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3 eine
schaltungstechnische Realisierung der Ausführungsform gemäß 1;
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4 eine
schaltungstechnische Realisierung einer dritten Ausführungsform
mit einem differentiell ausgeführten
zweiten Verstärkerabschnitt
des Analogverstärkers
und
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5 eine
schaltungstechnische Realisierung der Ausführungsform gemäß 2.
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Der
Analogverstärker
in 1 umfaßt
einen ersten, eingangsseiten Verstärkerabschnitt 2, der
differentielle Eingangssignalanschlüsse 28, 29 hat
zur Zuführung
eines zu verstärkenden
Eingangssignals. Dem ersten Verstärkerabschnitt 2 ist
ein zweiter Verstärkerabschnitt 1 ausgangsseitig
nachgeschaltet. Der Analogverstärker
weist einen Ausgangsanschluß 3 auf,
der über
einen Widerstand 11 mit dem Ausgang des zweiten Verstärkerabschnitts 1 verbunden ist.
Der Widerstand 11 kann gegebenenfalls auch weggelassen
werden.
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Der
Analogverstärker 1, 2 ist
integriert auf einem integrierten Schaltungschip 100 realisiert.
Der Analogverstärker
dient als Augangstreiber zur Abgabe von Signalen vom Chip. Hierzu
ist der Ausgangsanschluß 3 mit
einer Anschlußfläche 5,
sogenannten Pad, verbunden. Auf das Pad ist ein Bonddraht 6 aufgestempelt,
der eine Verbindung mit einem Anschlußpin des die integrierte Schaltung 100 umgebenden
Gehäuses
herstellt.
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Die 3 zeigt
im Detail die schaltungstechnische Realisierung der Analogverstärkerabschnitte 2, 1.
Entsprechende Elemente sind in verschiedenen Figuren jeweils mit
gleichen Bezugszeichen versehen. Der ausgangsseitige Verstärkerabschnitt 1 weist einen
Verstärkertransistor 30 auf,
der über
eine Leitung 31 vom Ausgang des ersten Verstärkerabschnitts 2 angesteuert
wird. Der Sourceanschluß des Verstärkertransistors 30 ist
mit dem Bezugspotential VSS (Masse) verbunden. Die Stromzuführung zum Drainanschluß des Verstärkertransistors 30 erfolgt über einen
auf Seite des Versorgungspotentials VDD angeordneten Transistor 32.
Der Ausgangsanschluß 3 des
gesamten Analogverstärkers
liegt am Kopplungsknoten der Transistoren 30, 32.
Der gegebenenfalls wegzulassende Widerstand 11 ist in 3 nicht
dargestellt.
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Herkömmlicherweise
ist der Ausgang des zweiten Verstärkerabschnitts 1 kapazitiv
auf seinen Eingang rückgekoppelt,
beispielsweise über
die Kapazität 13.
Im Rückkopplungspfad
ist außerdem
ein Widerstand 12 vorgesehen. Anstelle des Widerstands 12 genügt auch
der in die Ausgangsleitung geschaltete Widerstand 11 (1).
Diese kapazitive Rückkopplung
dient zur Frequenzkompensation, sogenannte Miller-Kompensation.
Da bekanntlich die Verstärkerkette 2, 1 zusätzlich mit äußeren Bauelementen,
insbesondere in rückkoppelnder
Weise, beschaltet ist und jede Verstärkerstufe inhärent eine Phasenverschiebung
erzeugt, kann bei ungünstiger Beschaltung
und Signalansteuerung eine mitkoppelnde Wirkung entstehen. Die Miller-Kompensation, z.
B. Kapazität 13 und
gegebenenfalls dazu in Reihe geschalteter Widerstand 12,
dient dazu, um Nullstellen der Übertragungsfunktion
der Gesamtschaltung zu kompensieren. Zur Schwingung neigende Instabilitäten werden
auf diese Weise kompensiert. Prinzipiell besteht die Wirkung der
Miller-Kompensation darin, hochfrequente Signalanteile am ausgangsseitigen
Verstärkerabschnitt
zu dämpfen,
so daß die
diesbezügliche
Verstärkung
unter 1 liegt und die für
diese Frequenzen mitkoppelnde Neigung vermieden wird.
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Gemäß der Erfindung
ist eine weitere Kapazität 14 vorgesehen,
die an den Kopplungsknoten zwischen der Kapazität 13 und dem Widerstand 12 angeschlossen
ist, oder (nicht dargestellt) an den Kopplungsknoten zwischen der
Kapazität 13 und dem
Widerstand 11, wenn der Widerstand 12 nicht vorhanden
ist. Der andere Anschluß der
Kapazität 14 ist
auf Bezugspotential VSS (Masse) gelegt. Die Kapazität 14 hat
tiefpaßmäßige Wirkung.
Dies bedeutet, daß niedrigfrequente
Signalanteile nach Bezugspotential kurzgeschlossen werden. Die Tiefpaßcharakteristik
wird im Zusammenwirken der Kapazität 14 mit dem Widerstand 12 bzw.
dem Widerstand 11 oder der Summe aus den Widerständen 11 und 12 gebildet.
Bei Einkopplung einer elektromagnetischen Störstrahlung, sogenannter EMV-Impuls, über den Ausgangsanschluß 3 in
den Analogverstärker
würde ohne
die Kapazität 14 aufgrund
des durch die Kapazität 13 gebildeten
niederohmigen Pfads der EMV-Impuls in innere Bereiche des Analogverstärkers weitergeleitet
werden. Die pn-Übergänge, welche
die Transistoren des Analogverstärkers
bilden, würden
die Störstrahlung
gleichrichten und könnten Arbeitspunkte
innerhalb der Schaltung wesentlich verschieben. Dies ist insbesondere
dadurch kritisch, daß der
Eingangsanschluß des
zweiten Verstärkerabschnitts 1,
d. h. der Gateanschluß des
Transistors 30 im Ausführungsbeispiel
der 3, hochohmig ist und auf Ladungseinkopplung empfindlich
reagiert. Durch das Vorsehen der Kapazität 14 jedoch und die dadurch
bewirkte Tiefpaßeigenschaft
des rückgekoppelten
Signalpfads werden EMV-Impulse verzögert, gedämpft und nach Masse weitgehend
abgeleitet. Eingekoppelte EMV-Störstrahlung
kann dann nicht mehr wesentlich die Arbeitspunkte innerhalb des Analogverstärkers verschieben.
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Die
Kapazität 14 ist
in geeigneter Weise zu dimensionieren. Sie muß hinreichend klein sein, um den
Phasenrand des rückgekoppelten
Verstärkers nicht
in unerwünschter
Weise zu verschlechtern. Andererseits muß die Kapazität 14 hinreichend
groß gewählt werden,
um niedrigfrequente EMV-Störungen ausreichend
gut zu dämpfen.
Darüber
hinaus ist zu beachten, daß der
Wert des Widerstands 12 zweckmäßigerweise größer zu wählen ist
als es ansonsten ohne das Vorsehen der Kapazität 14 erforderlich
wäre, um
die Nullstelle der Übertragungsfunktion
zu kompensieren. Dies gilt in entsprechender Weise auch für den Widerstand 11,
wenn der Widerstand 12 nicht vorliegt, oder für die Summe
der Werte der Widerstände 12 und 11,
wenn beide Widerstände 12 und 11 vorliegen.
In der Praxis sollte die Zeitkonstante der durch Widerstand 12 und
Kapazität 14 (bzw. Widerstand 11 bzw.
Summe der Werte der Widerstände 11 und 12)
größer als
5 bis 10 mal der Transitfrequenz (0 dB-Grenze der Übertragungsfunktion) des zweiten
Verstärkerabschnitts 1 gewählt werden. Dann
werden niedrigfrequente EMV-Störungen gedämpft. Darüber hinaus
gehende noch niedrigere EMV-Störungen
werden zwar rückgekoppelt,
aber durch den zweiten Verstärkerabschnitt 1 hinreichend gut
ausgeregelt, so daß eine
Aufladung schaltungsinterner Knoten durch derart niedrige EMV-Störungen nicht
erfolgen kann. Wenn beispielsweise die Transitfrequenz des Ausgangsverstärkers 100
kHz beträgt, dann
ist die Zeitkonstante aus dem aus Kapazität 14 und Widerstand 12 gebildeten
Tiefpaßfilters
auf größer als
500 kHz zu dimensionieren. Wie bereits ausgeführt, kann anstelle des Widerstands 12 der
Widerstand 11 eingefügt
und entsprechend dimensioniert werden. Alternativ können auch
beide Widerstände 11 und 12 vorgesehen
sein, wobei sich die Überlegungen
zur Dimensionierung dann auf die Summe der Werte der Widerstände 11 und 12 beziehen.
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In
der 4 ist ein modifizierter Analogverstärker mit
zwei Verstärkerabschnitten 2, 1 gezeigt. Ein
Unterschied zu der in 3 dargestellten Schaltung besteht
darin, daß die
Ausgangsstufe 1 differentiell arbeitet. Dies bedeutet,
daß zwei
signalverstärkende
Transistoren 30, 33 vorgesehen sind mit komplementärem Kanaltyp,
deren Drain-Source-Strecken in Reihe zueinander und zwischen die
Versorgungsspannung VDD, VSS geschaltet sind. Beide Transistoren
werden von einem zu verstärkenden
Signal über
jeweilige Signalleitungen 31 bzw. 34 angesteuert. Das von
der Signalleitung 34 geführte Signal verhält sich
im Vergleich zu dem von der Signalleitung 31 geführten Signal
komplementär.
Die Miller-Kompensation des Transistors 30 wird wie in
der 3 zusätzlich
durch die Kapazität 14 mit
tiefpaßmäßiger Charakteristik
ergänzt.
Auch der Transistor 33 weist eine Miller-Kompensation durch
die Reihenschaltung einer Kapazität 23 und eines Widerstands 22 auf.
Diese Reihenschaltung ist zwischen den Ausgang 3 des zweiten
Verstärkerabschnitts 1 und
den entsprechenden Signaleingang 34, d. h. den Gateanschluß des Transistors 33,
geschaltet. Zusätzlich
ist ein Kondensator 24 vorgesehen, der zwischen den Kopplungsknoten
zwischen Kapazität 23 und
Widerstand 22 und Bezugspotential VSS (Masse) geschaltet
ist. Für
die Dimensionierung und die Erweiterung mit einem in den Ausgangssignalpfad
geschalteten Widerstand, vergleichbar zum Widerstand 11 in 1,
gelten die anhand der 3 dargelegten Maßgaben entsprechend.
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Bekanntlich
können
Analogverstärker
auch weitere Verstärkerabschnitte
aufweisen. So ist in 2 zwischen dem eingangsseitigen,
mit differentiellem Signaleingang vorgesehenen Verstärkerabschnitt 2 und
dem ausgangsseitigen Verstärkerabschnitt 1 ein
weiterer Verstärkerabschnitt 4 geschaltet.
Der ausgangsseitige Verstärkerabschnitt 1 ist
wie anhand der 1 und 3 dargestellt
mit der gemäß der Erfindung
erweiterten Miller-Kompensation 12, 13, 14 versehen.
Auch der Verstärker 14 weist
ein entsprechendes Kompensationsnetzwerk auf. Herkömmlicherweise
ist zur Frequenzkompensation nur eine Reihenschaltung aus einer
Kapazität 43 und
einem Widerstand 42 bekannt. Gegebenenfalls kann der Widerstand 42 weggelassen
werden, wenn wie in 2 dargestellt, in die Ausgangssignalleitung
ein Widerstand 11 geschaltet ist. Diese Art der Frequenzkompensation
wird Nested-Miller-Kompensation genannt. Der Kopplungsknoten zwischen
Kapazität 43 und
Widerstand 42 ist nunmehr zusätzlich über eine Kapazität 44 an
Bezugspotential VSS angeschlossen. Durch die Kapazität 44 wird
in Zusammenwirken mit dem Widerstand 42 oder dem Widerstand 11 oder der
Reihenschaltung der Widerstände 42, 11 eine Tiefpaßcha rakteristik
erzeugt, die niedrigfrequente EMV-Störimpulse dämpft und nach Masse ableitet, so
daß schaltungsinterne
Knoten nicht mehr merklich aufgeladen werden können. Bezüglich der Dimensionierung der
Tiefpaßwirkung
ist nun die Transitfrequenz der aus den Verstärkern 4 und 1 gebildeten Gesamtübertragungsfunktion
zugrunde zu legen.
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In 5 ist
eine schaltungstechnische Detailrealisierung der in 2 nur
prinzipiell dargestellten Analogverstärkerschaltung gezeigt. Die
Verstärkerabschnitte 1, 4 sind
bereits in differentieller Signaltechnik ausgeführt. Einer der Signaleingänge 45 des Verstärkerabschnitts 4 ist
mit der Reihenschaltung aus Kapazität 43 und Widerstand 42 mit
dem Ausgangsanschluß 3 des
Analogverstärkers
zur Miller-Kompensation verbunden. Der Kopplungsknoten zwischen
Kapazität 43 und
Widerstand 42 ist über
die Kapazität 44 an
Bezugspotential VSS angeschlossen.
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Die
Erfindung ist sowohl auf sogenannte Operationsverstärker (OpAmps)
anwendbar, die einen kleinen Ausgangswiderstand haben und ein spannungsgetriebenes
Ausgangssignal liefern. Die Erfindung ist außerdem auf Operational Transdonductance
Amplifiers (OTAs) anwendbar, die ein im Vergleich zu einem Operationsverstärker ähnlichen Aufbau
aufweisen mit dem Unterschied, daß der Ausgang hochohmig betrieben
wird und ein stromgetriebenes Ausgangssignal liefert.