CN103296969B - 一种线性调谐的环形振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种线性调谐的环形振荡器，所述的环形振荡器是用于在时间域量化的模数转换(ADC)电路，其中的环形振荡器负责把电压域(Voltage)的信号转化到频率域(Frequency)，但由于这个电压到频率（V-F）的转换的非线性限制了ADC的信噪比(SNR)，所述的环形振荡器采用运放形成负反馈使得环振的充电电流跟输入的调谐电压成线性关系，同时改变环振延迟单元的PMOS跟NMOS的尺寸比值，使得环振的振荡频率只跟充电电流成线性关系。本发明通过上述两种方法使得环振的V-F曲线线性化，减小谐波失真，提高了ADC的信噪比。

Description

一种线性调谐的环形振荡器

技术领域

本发明属于无线通信电子***的技术领域，具体涉及一种线性调谐的环形振荡器，其为频率调谐曲线线性化的环形振荡器。本发明尤其应用于但不限于无线通信和传感***的接收机和发射机。

背景技术

先进半导体制程(比如40nm工艺)下，***的电源电压已经降到1V，将来也会越来越低，此时传统的在电压域对模拟信号进行量化的高精度ADC会遇到每个量化台阶的电压裕量越来越小的问题。此时电路的噪声、波动就会对ADC的信噪比带来很大的影响，会增大***的误码率，影响***的性能。然而另一方面由于工艺的进步，带来的好处是单个晶体管的尺寸可以做的越来越小，晶体管的时域的性能(比如延迟时间)可以做的越来越小，也就是时间域的分辨率越来越高。在此背景下就诞生了在时间域对模拟信号经行量化的ADC。

在时间域量化需要把传统的电压域的信号转化到时间域去，由于这种电压-时间转化器的非线性会引入很大的谐波失真。为了降低谐波失真，通常的做法把这个转化器放在闭环的负反馈***里，通过负反馈抑制谐波失真的影响，如M.Park的文章所述的那样。优点是由于运用了反馈，谐波失真可以压的很低，但是这个要额外加入很多其它电路结构，增加了电路复杂度和***的成本。这个文献消耗了87mW的功耗，在20MHz带宽内得到了78dB的信噪失真比(SNDR)，它的品质因子(FOM，越低越好)是330fJ/Conv。另一种思路就是如S.Rao的文章所述，用脉冲宽度调制(PWM)的办法把电压信号转换到脉冲宽度。这种结构优点是此时在电压域只有高低电平2个点，在量化的时候就避免了非线性的问题，但是PWM调制电路由于采用了很多的运放和比较器，消耗比较大的功耗，同时由于要加外部时钟，在PWM这一级就已经引入了量化误差。此篇文章消耗了4.3mW的功耗，在8MHz带宽内得到了59.1dB的SNDR,其FOM为366fJ/Conv。还有一种方法就是通过电路结构消除环振本身的V-F曲线的非线性，如D.Raiteri的文章所述，其用到特定工艺下的特定晶体管的特性，不需要额外引入其他任何电路模块，而且结构简单，功耗很低。但是这与传统的CMOS工艺不兼容，所以没有普遍性。它消耗了48μW的功耗，在0.2Hz带宽内得到了48dB的SNR,其FOM为0.47μJ/Conv。本发明就是在CMOS工艺下，通过特定的电路结构消除环振本身V-F曲线的非线性，功耗较低。将本发明用到时间域的ADC里面，在功耗消耗3.7mW的情况下，在8MHz的带宽内可以得到64dB的SNDR,其FOM可以达到200fJ/Conv。

V-F曲线的斜率也即振荡器的增益K_osc定义为单位调谐电压可以调节的频率范围：

环形振荡器由多级相同的延迟单元构成一个环路，改变延迟单元的延迟时间可以改变环形振荡器的频率。延迟时间可以通过改变电路的时间常数或者充放电电流来实现。如果用传统的反向放大器做延迟单元的话，假设充电时间常数和放点时间常数一样，如图1所示对充电过程有：

可以得到： $U=\frac{I}{C}t---\left(3\right)$

所以延迟单元的延迟时间可以表示为：

$T_d=t_{threshold}=\frac{C*V_{threshold}}{I}---\left(4\right)$

相应的环形振荡器的频率可以表示为：

$f_{OSC}=\frac{I_{ch\arg e}}{2*N*C_{load}*V_{threshold}}---\left(5\right)$

由公式(5)可见可以通过改变充电电流或者负载电容的大小来调节环振的频率。

当通过改变负载电容的值来调谐频率的时候，可以用可变电容(varactor)加上二进制权重、数字可编程的固定电容阵列来实现宽范围的频率调谐：

$f\left(V_{tune}\right)=\frac{I}{2*N*V_{threshold}*(C+C_{V_{tune}})}---\left(6\right)$

由于f与1/C成正比所以在电容值大的时候相同的电容的变化量得到的频率的变化量比电容值小的时候要小。所以调谐曲线呈现出一种非线性的特性。如图2所示，上端的调谐曲线的斜率和曲线间的间距都比下端的曲线斜率和间距要大。这个电路还有一个弊端就是固定的电容阵列会需要很大的芯片面积，增加了电路的成本。

还可以通过改变负载电容的充放电电流来调谐环形振荡器的振荡频率。如果可以使得充放电电流的大小跟调谐的电压V_tune成线性关系，就能得到线性化的V-F曲线。本发明就实现了一个这种功能的电路。

发明内容

本发明的目的是提供一种线性调谐的环形振荡器，其为一个线性化的电压到频率的转换电路，使得这个转换电路的非线性谐波失真的影响尽可能小，对***的信噪比的影响降到可以忽略的程度，并且不给***增加太大的成本负担，如面积、功耗等。

本发明采用的技术方案为：一种线性调谐的环形振荡器，包括调谐电压到基准调谐电流的线性转换电路和电流调谐的环形振荡器，其中：

所述的调谐电压到调谐电流的线性转换电路包括：差分输入单端输出的运算放大器，单级共源放大管，基准电阻，米勒补偿电容，米勒补偿电阻和PMOS电流镜管，基准电阻一端接地，基准电阻另一端连接单级共源放大管的漏极，在基准电阻上产生的电压反馈到运算放大器的负端，跟运算放大器正端输入的调谐电压Vtune的差值被运算放大器放大，再经过单级共源放大管的放大成一个电流，此电流在基准电阻上产生电压的增量，最终使得基准电阻上的电压跟随输入调谐电压Vtune的变化，也即基准电阻上的电流与输入调谐电压成线性关系；运算放大器的输出端连接米勒补偿电阻的一端，米勒补偿电阻的另一端连接米勒补偿的电容的一端，米勒补偿的电容的另一端连接基准电阻的非接地端，米勒补偿的电容和米勒补偿电阻是用来补偿负反馈回路的，使反馈回路的主极点和次主极点分开，增加环路的相位裕度，同时米勒补偿电容和米勒补偿电阻的串联形成了一个零点，恰当的零点的频率能抵消极点的影响，增加环路的稳定性；运算放大器的输出端还连接单级共源放大管的栅极，单级共源放大管的源极连接PMOS电流镜管的漏极，PMOS电流镜管的漏极连接PMOS电流镜管的栅极，PMOS电流镜管的源极接地，PMOS电流镜管因为与基准电阻串联在唯一一个支路上，所以其电流也与调谐电压成线性关系；

所述的电流调谐的环形振荡器包括十五级的延迟单位，每级的环形振荡器提供一定度数的交流相移，整个环振环路提供180度的交流相移，加上本身180度的反向直流相移，最终使得在提供180度交流相移的频率点处形成稳定的振荡；

所述的差分输入单端输出的差分运算放大器由一对PMOS电流镜管，一对PMOS差分输入管，一对NMOS负载管组成，运算放大器的偏置电压Vbias1由带隙基准(bandgap)电路提供，一NMOS负载管接成栅漏短接的二极管连接形式，将差分输入的信号INP、INN放大转换成单端信号从OUT端输出；其中一对PMOS电流镜管的栅极连接在一起，一对PMOS电流镜管的源极连接在一起后接地，一PMOS电流镜管的栅极连接其漏极后再连接偏置电压Vbias1，另一PMOS电流镜管的漏极与一对PMOS差分输入管的源极连接，一PMOS差分输入管的漏极连接一NMOS负载管的漏极，另一PMOS差分输入管的漏极连接另一NMOS负载管的漏极，一对NMOS负载管的源极一起接地，另一NMOS负载管的漏极为OUT端；

所述的每级延迟单元包括一个PMOS管和一个NMOS管，PMOS管的电流是拷贝自线性电流产生电路，NMOS管尺寸跟PMOS管相当使得其放电时间常数对延迟单元的总延迟的贡献减小到可以忽略的程度，这十五个延迟单元的输入分别接下一级的输入，第十五级的输出反馈接到第一级的输入端，形成一个反馈环路；

电流调谐的环形振荡器采用了只有单NMOS管在环路里面形成闭环振荡器结构，对每一级延迟单元来说，其节点的充放电过程是当NMOS管关断的时候，调谐的基准电流通过PMOS电流镜被拷贝过来对节点电容进行充电，其充电时间跟充电电流成线性关系，同时该线性调谐的环形振荡器里NMOS管的尺寸和PMOS管的尺寸相当，目的在于当NMOS管打开的时候，输出节点电容上的电荷能迅速的通过NMOS管被泄放到地，这就可以使得延迟单元的放电时间可以远远小于延迟单元的充电时间，通过这种结构，该线性调谐的环形振荡器使得延迟单元的延迟时间只与充电的时间常数有关，也就与调谐电流成线性的关系；

该线性调谐的环形振荡器的运算放大器把输入调谐电压与反馈回来的电压进行差分放大后再经过共源放大器转换成电流，然后这个电流在线性电流产生电路的基准电阻上形成电压，把产生的这个电压反馈到运放的负反馈输入端形成单位增益负反馈结构，最终使得基准电阻上的电压跟随调谐输入电压的变化而变化；如此，就在基准电阻上得到了一个跟输入调谐电压成线性关系的电流，将此电流复制到环形振荡器的电源作为延迟单元中PMOS管的偏置电流，此电流对延迟单元输出节点的电容充电，充电的时间常数决定了延迟单元延迟的大小。

本发明的原理在于：

本发明的线性调谐的环形振荡器包括调谐电压到调谐电流的线性转化电路，电流调谐的环形振荡器。其中调谐电压到调谐电流的线性转化电路包括单位增益负反馈的闭环电路和基准调谐电流的产生电路。电流调谐的环形振荡器包括十五级的延迟单元形成闭环***。虽然这里提到的是十五级的延迟单元，但是环形振荡器可以由任意级数的延迟单元组成。

本发明的调谐电压到调谐电流的线性转化电路采用下述结构达到发明目的：调谐电压输入到运放的正输入端与输入到运放负输入端的基准电阻上产生的电压经过差分运放转化成单端的输出信号，再经过一级共源的放大级形成单位增益负反馈，最终使得基准电阻上的电压跟输入到运放的调谐电压保持一致，跟随其变化而变化。这样在基准电阻上产生的电流就跟调谐电压成线性关系。这个基准电流经过上面的PMOS的电流镜被镜像拷贝到环形振荡器电路做为充电的调谐电流。之所以用两个PMOS管串联是为了减小后级振荡器调谐端的大的负载对单位增益负反馈电路的稳定性带来的设计困难。本发明的单位增益负反馈电路部分还用了一种米勒补偿的技术来补偿负反馈环路的稳定性，此米勒补偿电路分离了主、次极点同时引入了一个零点补偿了环路的相位裕度。

本发明的电流调谐的环形振荡器电路采用下述结构达到发明目的：采用了只有单NMOS管在环路里面形成闭环振荡器结构。对每一级延迟单元来说，其节点的充放电过程可描述如下，当NMOS管关断的时候，调谐的基准电流通过PMOS电流镜被拷贝过来对节点电容进行充电，其充电时间跟充电电流成线性关系。同时本发明里NMOS管的尺寸比PMOS管的尺寸还大，目的在于当NMOS管打开的时候，输出节点电容上的电荷能迅速的通过NMOS管被泄放到地，这就可以使得延迟单元的放电时间可以远远小于延迟单元的充电时间。通过这种结构，本发明使得延迟单元的延迟时间只与充电的时间常数有关，也就与调谐电流成线性的关系。

本发明一种线性调谐的环形振荡器的运算放大器把输入调谐电压与反馈回来的电压进行差分放大后再经过共源放大器(M1)转换成电流，然后这个电流在线性电流产生电路的基准电阻上形成电压，把产生的这个电压反馈到运放的负反馈输入端形成单位增益负反馈结构，最终使得基准电阻上的电压跟随调谐输入电压的变化而变化。如此，我们就在基准电阻上得到了一个跟输入调谐电压成线性关系的电流，将此电流复制到环形振荡器的电源作为延迟单元中PMOS管的偏置电流。此电流对延迟单元输出节点的电容充电，充电的时间常数决定了延迟单元延迟的大小。同时把延迟单元的PMOS管的尺寸缩小到跟NMOS管相相同，不再是传统的3:1的关系时，延迟单元的延迟时间将只跟充电电流有关，跟NMOS管的放大电流已没有很强烈的依赖关系。所述的运算放大器，差分输入(INP,INN)、单端输出(OUT)，电流偏置由带隙基准电路提供。它包含两个PMOS电流镜管，两个PMOS输入管和两个NMOS负载管。所述的线性电流产生电路，用两个PMOS管串接经行电流拷贝，防止了后级电路的大的容性负载对运算放大器反馈环路的稳定性带来的影响。它包含一个基准电阻、一个单级放大的PMOS管、一个二极管链接的PMOS管和米勒补偿的电阻R，电容C。所述的每级延迟单元包括一个PMOS管和一个NMOS管，PMOS管的电流是拷贝自线性电流产生电路，NMOS管尺寸跟PMOS管相当使得其放电时间常数对延迟单元的总延迟的贡献减小到可以忽略的程度。这十五个延迟单元的输出分别接下一级的输入，第十五级的输出反馈接到第一级的输入端，形成一个反馈环路。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)、本发明电路结构简单，只额外使用了一个运算放大器，额外消耗了几乎可以忽略的功耗和芯片面积，降低了电路的成本。

(2)、本发明克服了传统的通过调节负载电容来调谐的调谐曲线的斜率和间距不一致导致的部分非线性的问题。

(3)、将本发明用到时间域的模数转换器里面之后，可以不需要复杂的闭环反馈结构，简单的开环结构就可以大大降低量化的非线性带来的谐波失真。

附图说明

图1是用恒定电流对负载电容经行充电的示意图；

图2是用可变电容和固定电容阵列调谐的调谐曲线(V-F曲线)；

图3是本发明的线性调谐的环形振荡器的结构示意图；

图4是本发明调谐电压到基准调谐电流转换电路的示意图；

图5是本发明用到的运算放大器的结构示意图；

图6是本发明电流调谐的环形振荡器的结构示意图；

图7是本发明环形振荡器延迟单元的电路结构图；

图8是本发明的延迟单元的输出波形示意图；

图9是采用本发明之后得到的线性调谐的曲线和未采用本发明的调谐曲线的对比图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的具体实施方式。

图3是本发明的一种线性调谐的环形振荡器的结构示意图，它包括调谐电压到基准调谐电流的线性转换电路8和电流调谐的环形振荡器9。

如图4所示，所述的调谐电压到调谐电流的线性转换电路8包括：差分输入单端输出的运算放大器1，单级共源放大管4，基准电阻5，米勒补偿电容3，米勒补偿电阻2，PMOS电流镜管6。在基准电阻5上产生的电压反馈到运算放大器1的负端，跟运算放大器1正端输入的调谐电压Vtune的差值被运算放大器1放大。再经过单级共源放大管4的放大成一个电流，此电流在基准电阻5上产生电压的增量。最终使得基准电阻5上的电压跟随输入调谐电压Vtune的变化。也即基准电阻5上的电流与输入调谐电压成线性关系。米勒补偿的电容3和米勒补偿电阻2是用来补偿负反馈回路的，使反馈回路的主极点和次主极点分开，增加环路的相位裕度。同时电容3和电阻2的串联形成了一个零点，恰当的零点的频率能抵消极点的影响，增加环路的稳定性。PMOS电流镜管6因为与基准电阻5串联在唯一一个支路上，所以其电流也与调谐电压成线性关系。

如图5所示，所述的差分输入单端输出的差分运算放大器1由一对PMOS电流镜管10、11，PMOS差分输入管12、13，NMOS负载管14、15组成。运算放大器的偏置电压Vbias1由带隙基准(bandgap)电路提供，NMOS负载管接成栅漏短接的二极管连接形式。将差分输入的信号INP、INN放大转换成单端信号从OUT端输出。

如图6所示，所述的电流调谐的环形振荡器9包括十五级的延迟单位，虽然这里的示意的是十五级，但是环形振荡器可以由任意级数的延迟单元构成。每级的环形振荡器提供一定度数的交流相移，整个环振环路提供180度的交流相移。加上本身180度的反向直流相移。最终使得在提供180度交流相移的频率点处形成稳定的振荡。

如图7所示，这是每个延迟单元的结构图，它有一个PMOS电流源和NMOS放大管组成。它与传统的反向放大器延迟单元所不同的是：传统反向放大器PMOS管的栅极是接入环振的，而本发明的PMOS是作为恒定电流源来使用的。并且本发明里面N管尺寸跟P管尺寸相当，而传统反相放大器的P管尺寸一般为N管尺寸的3倍。通过这两种结构达到本发明的目的。因为在传统反向放大器的结构里面，延迟单元的延迟时间跟电源通过PMOS给负载电容充电的电流和负载通过NMOS对地的放电电流都有关。当NMOS关闭的时候，PMOS管的调谐电流对负载电容经行充电，提供一个上升时间，这个上升时间是延迟时间的一个组成部分。另外当NMOS管打开的时候，负载电容上的电流会被泄放到地，这个放电时间也是延迟时间的一个组成部分。所以延迟时间是两个变量的函数，很难做到线性化的调谐曲线。而本发明里PMOS电流管的电流是通过电流镜拷贝过来的，跟基准调谐电流一样，同时PMOS的电流管的沟道长度比较大，其漏端电压的变化形成的沟道长度调制效应可以忽略。所以充电电流是恒定，并与调谐电压Vtune成线性关系。传统的反相放大器的结构里，由于PMOS跟NMOS的尺寸为3:1，所以其放电时间跟充电时间相当。而本发明里PMOS跟NMOS的尺寸为1:1左右所以在NMOS管打开放电时，负载电容上的电荷可以迅速的被泄放到地上去，很大程度的降低了电路的放电时间。使得延迟单元的延迟时间变的几乎只与PMOS的充电时间有关。如图8实线所示是单级延迟单元的波形示意图，可以看到上升时间比下降时间大的多，最后经过反向放大之后得到的是一个占空比很大的方波的波形，如图8中虚线所示。此时我们就可以得到延迟单元的延迟时间就与调谐电压Vtune成1/x的关系，也即环形振荡器的振荡频率f与调谐电压成线性的关系，达到了发明目的。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种线性调谐的环形振荡器，其特征在于，包括调谐电压到基准调谐电流的线性转换电路(8)和电流调谐的环形振荡器(9)，其中：

所述的调谐电压到基准调谐电流的线性转换电路(8)包括：差分输入单端输出的运算放大器(1)，单级共源放大管(4)，基准电阻(5)，米勒补偿电容(3)，米勒补偿电阻(2)和PMOS电流镜管(6)，基准电阻(5)一端接地，基准电阻(5)另一端连接单级共源放大管(4)的漏极，在基准电阻(5)上产生的电压反馈到运算放大器(1)的负端，跟运算放大器(1)正端输入的调谐电压Vtune的差值被运算放大器(1)放大，再经过单级共源放大管(4)的放大成一个电流，此电流在基准电阻(5)上产生电压的增量，最终使得基准电阻(5)上的电压跟随输入调谐电压Vtune的变化，也即基准电阻(5)上的电流与输入调谐电压成线性关系；运算放大器(1)的输出端连接米勒补偿电阻(2)的一端，米勒补偿电阻(2)的另一端连接米勒补偿的电容(3)的一端，米勒补偿的电容(3)的另一端连接基准电阻(5)的非接地端，米勒补偿的电容(3)和米勒补偿电阻(2)是用来补偿负反馈回路的，使反馈回路的主极点和次主极点分开，增加环路的相位裕度，同时米勒补偿电容(3)和米勒补偿电阻(2)的串联形成了一个零点，恰当的零点的频率能抵消极点的影响，增加环路的稳定性；运算放大器(1)的输出端还连接单级共源放大管(4)的栅极，单级共源放大管(4)的源极连接PMOS电流镜管(6)的漏极，PMOS电流镜管(6)的漏极连接PMOS电流镜管(6)的栅极，PMOS电流镜管(6)的源极接地，PMOS电流镜管(6)因为与基准电阻(5)串联在唯一一个支路上，所以其电流也与调谐电压成线性关系；

所述的电流调谐的环形振荡器(9)包括十五级的延迟单位，每级的环形振荡器提供一定度数的交流相移，整个环振环路提供180度的交流相移，加上本身180度的反向直流相移，最终使得在提供180度交流相移的频率点处形成稳定的振荡；

所述的差分输入单端输出的运算放大器(1)由一对PMOS电流镜管(10、11)，一对PMOS差分输入管(12、13)，一对NMOS负载管(14、15)组成，运算放大器的偏置电压Vbias1由带隙基准(bandgap)电路提供，一NMOS负载管(14)接成栅漏短接的二极管连接形式，将差分输入的信号INP、INN放大转换成单端信号从OUT端输出；其中一对PMOS电流镜管的栅极连接在一起，一对PMOS电流镜管的源极连接在一起后接地，一PMOS电流镜管(10)的栅极连接其漏极后再连接偏置电压Vbias1，另一PMOS电流镜管(11)的漏极与一对PMOS差分输入管(12、13)的源极连接，一PMOS差分输入管(12)的漏极连接一NMOS负载管(14)的漏极，另一PMOS差分输入管(13)的漏极连接另一NMOS负载管(15)的漏极，一对NMOS负载管(14、15)的源极一起接地，另一NMOS负载管(15)的漏极为OUT端；

所述的每级延迟单位包括一个PMOS管和一个NMOS管，PMOS管的电流是拷贝自线性电流产生电路，NMOS管尺寸跟PMOS管相当使得其放电时间常数对延迟单元的总延迟的贡献减小到可以忽略的程度，这十五个延迟单元的输入分别接下一级的输入，第十五级的输出反馈接到第一级的输入端，形成一个反馈环路；

电流调谐的环形振荡器(9)采用了只有单NMOS管在环路里面形成闭环振荡器结构，对每一级延迟单元来说，其节点的充放电过程是当NMOS管关断的时候，调谐的基准电流通过PMOS电流镜被拷贝过来对节点电容进行充电，其充电时间跟充电电流成线性关系，同时该线性调谐的环形振荡器里NMOS管的尺寸和PMOS管的尺寸相当，目的在于当NMOS管打开的时候，输出节点电容上的电荷能迅速的通过NMOS管被泄放到地，这就可以使得延迟单元的放电时间可以远远小于延迟单元的充电时间，通过这种结构，该线性调谐的环形振荡器使得延迟单元的延迟时间只与充电的时间常数有关，也就与调谐电流成线性的关系；

该线性调谐的环形振荡器的运算放大器把输入调谐电压与反馈回来的电压进行差分放大后再经过共源放大器转换成电流，然后这个电流在线性电流产生电路的基准电阻上形成电压，把产生的这个电压反馈到运放的负反馈输入端形成单位增益负反馈结构，最终使得基准电阻上的电压跟随调谐输入电压的变化而变化；如此，就在基准电阻上得到了一个跟输入调谐电压成线性关系的电流，将此电流复制到环形振荡器的电源作为延迟单元中PMOS管的偏置电流，此电流对延迟单元输出节点的电容充电，充电的时间常数决定了延迟单元延迟的大小。