JP2016189655A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】出力電圧Voと基準電圧とを比較して、その誤差電圧を負荷の状態を示すFB信号として一次側へ送出するエラーアンプとして機能するシャントレギュレータZ1と、FB信号に応じてスイッチング周波数を生成する周波数生成回路13と、FB信号とスイッチング素子Q1を流れる電流とを比較することでスイッチング素子Q1をターンオフさせるタイミングを決定するオフタイミング決定回路として機能するS/OCP検出回路15と、スイッチング素子Q1のオンデューティに応じて、周波数生成回路13によって生成されるスイッチング周波数を補正する周波数補正回路として機能するスイッチング電流波形補正回路16とを備えている。【選択図】図2
Description
本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関する。
スイッチング電源装置において、軽中負荷時にスイッチング周波数を低減させることで、スイッチング素子での損失を低減させ、効率を向上させる技術が提案されている(例えば、特許文献1参照)。
商用交流電源の電圧は、国によって異なり、100V〜120Vの100V系と、200V〜260Vの200V系とに大別される。スイッチング電源装置は、これらの全ての入力電圧に対応することが望まれている。しかしながら、従来技術では、スイッチング周波数の低減を開始させる周波数可変動作ポイントや低減率は、予め用意された1つの設定に基づいて制御されている。従って、入力電圧が異なっても、スイッチング周波数の周波数可変動作ポイントや低減率は、共通の設定が用いられることになる。従って、入力電圧によっては、最適なスイッチング周波数での動作を実現することができず、思い通りに効率を向上させることができないという問題点があった。
本発明の目的は、従来技術の上記問題を解決し、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明のスイッチング電源装置は、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、前記出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧をフィードバック信号として一次側へ送出するエラーアンプと、前記フィードバック信号に応じてスイッチング周波数を生成する周波数生成回路と、前記フィードバック信号と前記スイッチング素子を流れる電流とを比較することで前記スイッチング素子をターンオフさせるタイミングを決定するオフタイミング決定回路と、前記スイッチング素子のオンデューティに応じて、前記周波数生成回路によって生成される前記スイッチング周波数を補正する周波数補正回路とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記周波数補正回路は、前記オンデューティが大きくなるほど大きくなる補正電流を生成して、前記オフタイミング決定回路によって前記フィードバック信号と比較される前記スイッチング素子を流れる電流に重畳させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記周波数補正回路は、所定の前記オンデューティから前記補正電流を生成しても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記周波数補正回路は、前記オンデューティが大きくなるほど大きくなる補正電流を生成して、前記オフタイミング決定回路によって前記フィードバック信号と比較される前記スイッチング素子を流れる電流に重畳させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記周波数補正回路は、所定の前記オンデューティから前記補正電流を生成しても良い。
本発明によれば、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができるという効果を奏する。
本実施の形態のスイッチング電源装置は、図1を参照すると、整流回路DBと、平滑コンデンサCin、Co、Cdと、トランスTと、コントローラIC1と、整流ダイオードD1、D2と、シャントレギュレータZ1と、フォトカプラを構成する発光ダイオードPC1及び受光トランジスタPC2と、電流検出抵抗Rocpと、抵抗Rb、Rcと、コンデンサC4とを備えている。
ダイオードがブリッジ構成された整流回路DBの交流入力端子ACin1、ACin2には商用交流電源ACが接続され、商用交流電源ACから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路DBから出力される。整流回路DBの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサCinが接続されている。また、整流回路DBの整流出力負極端子は接地端子に接続されている。これにより、商用交流電源ACを整流回路DBと平滑コンデンサCinとで整流平滑した直流電源(入力電圧)が得られる。
コントローラIC1は、パワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等のスイッチング素子と当該スイッチング素子のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、D/ST(MOSFETドレイン/起動電流入力)端子と、S/OCP(MOSFETソース/過電流保護)端子と、Vcc(制御回路電源電圧入力)端子と、FB/OLP(フィードバック信号入力/過負荷保護信号入力)端子と、GND端子とを備えている。
一次側(入力側)から二次側(負荷側)へ電力を供給するトランスTは、一次巻線Pおよび補助巻線Dと、二次巻線Sとで構成されており、整流回路DBの整流出力正極端子がトランスTの一次巻線Pの一端部に接続され、トランスTの一次巻線Pの他端部がコントローラIC1のD/ST端子に接続されていると共に、コントローラIC1のS/OCP端子が抵抗Rocpを介して接地端子に接続されている。これにより、コントローラIC1が内蔵するスイッチング素子をオン/オフ制御することで、トランスTの一次巻線Pに与えられた電力が、トランスTの二次巻線Sに伝達され、トランスTの二次巻線Sにパルス電圧が発生する。また、電流検出抵抗Rocpは、コントローラIC1が内蔵するスイッチング素子を流れる電流を電圧信号Vocpとして検出する抵抗として接続されている。コントローラIC1は、スイッチング素子を流れる電流に対応した電圧信号Vocpが予め設定された過電流閾値以上になると、二次側に供給する電力を制限する過電流保護(OCP)機能を有している。
トランスTの一次巻線Pの両端間には、ダイオードD3とコンデンサCaと抵抗Raとからなるスナバ回路が接続されている。ダイオードD3とコンデンサCaとがトランスTの一次巻線Pの両端間に直列に接続されていると共に、抵抗RaがコンデンサCaと並列に接続されている。ダイオードD3は、コントローラIC1に内蔵されたスイッチング素子がターンオフした時にトランスTの1次巻線Pに発生する電圧で順方向バイアスされる向きに接続されている。
トランスTの二次巻線Sの両端子間には、整流ダイオードD1を介して平滑コンデンサCoが接続されている。トランスTの二次巻線Sに誘起される電圧は、整流ダイオードD1と平滑コンデンサCoにより整流平滑され、平滑コンデンサCoの端子間電圧が出力電圧Voとして出力端子から出力される。なお、平滑コンデンサCoの正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサCoの負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたGNDラインとなる。
出力の電源ラインとGNDラインとの間には、発光ダイオードPC1とエラーアンプとして機能するシャントレギュレータZ1とが直列に接続されている。出力の電源ラインに発光ダイオードPC1のアノードが接続され、発光ダイオードPC1のカソードがシャントレギュレータZ1のカソードが接続され、シャントレギュレータZ1のアノードがGNDラインに接続されている。また、電源ラインとGNDラインとの間には、分圧用の抵抗Rb及び抵抗Rcが直列に接続され、抵抗Rbと抵抗Rcとの接続点がシャントレギュレータZ1の制御端子aに接続されている。抵抗Rbと抵抗Rcとで分圧された出力電圧Voは、シャントレギュレータZ1の制御端子aに入力され、シャントレギュレータZ1の内部基準電圧と比較される。これにより、誤差電圧に応じた電流が発光ダイオードPC1を流れ、発光ダイオードPC1を流れる電流がFB(フィードバック)信号として発光ダイオードPC1から1次側の受光トランジスタPC2に出力される。コントローラIC1は、FB/OLP端子に入力されるFB信号に基づいてスイッチング素子のデューティ比やスイッチング周波数を制御し、二次側に供給する電力量を制御する。
また、トランスTの補助巻線Dの両端子間には、整流ダイオードD2を介して平滑コンデンサCdが接続され、整流ダイオードD2と平滑コンデンサCdとの接続点がコントローラIC1のVcc端子に接続されている。これにより、補助巻線Dに発生した電圧は、整流ダイオードD2及び平滑コンデンサCdにより整流平滑され、IC用電源電圧VccとしてコントローラIC1のVcc端子に供給される。
次に、図1示すコントローラIC1の回路構成について、図2を参照して説明する。
コントローラIC1は、図2を参照すると、Nチャネル型のパワーMOSFET等からなるスイッチング素子Q1と、FB信号検出部11と、周波数変更回路12と、周波数生成回路13と、スイッチング素子駆動回路14と、S/OCP検出回路15と、スイッチング電流波形補正回路16とを備えている。
コントローラIC1は、図2を参照すると、Nチャネル型のパワーMOSFET等からなるスイッチング素子Q1と、FB信号検出部11と、周波数変更回路12と、周波数生成回路13と、スイッチング素子駆動回路14と、S/OCP検出回路15と、スイッチング電流波形補正回路16とを備えている。
FB信号検出部11は、抵抗R1〜R4と、N型MOSFETQ2とからなる。N型MOSFETQ2のゲートは、受光トランジスタPC2が接続されたFB/OLP端子に接続されていると共に、抵抗R1を介してレギュレータ電圧Regに接続されている。また、N型MOSFETQ2のドレインはレギュレータ電圧Regに接続されている。そして、N型MOSFETQ2のソースは、抵抗R2〜R4の直列抵抗を介して1次側GNDに接統されている。これにより、抵抗R2と抵抗R3との接続点の電圧と、抵抗R3と抵抗R4との接続点の電圧とは、FB信号に応じた電圧となり、この電圧が周波数変更回路12とS/OCP検出回路15に出力される。
周波数変更回路12は、N型MOSFETQ3と、抵抗R5、R6と、P型MOSFETQ4とで構成されている。N型MOSFETQ3のゲートは、抵抗R2と抵抗R3の接続点に接続されている。そして、P型MOSFETQ4と抵抗R6とがレギュレータ電圧Regと1次側GNDとの間に直列に接続され、N型MOSFETQ3のドレインは抵抗R5を介してP型MOSFETQ4のドレイン及びゲートに接続されている。これにより、P型MOSFETQ4のドレイン電流がFB信号に応じた電流値となり、この電流値が周波数生成回路13に出力される。
2次側からのFB信号は、負荷状態に応じて変化し、重負荷から軽負荷、無負荷に向かって増加する。例えば、軽負荷時の場合には、受光トランジスタPC2にFB信号が比較的大きな電流が流れ、N型MOSFETQ2のゲート電圧を低下させる。これにより、抵抗R2と抵抗R3の接続点にゲートが接続されているN型MOSFETQ3のドレイン電流も低下し、P型MOSFETQ4のドレイン電流も同様に低下する。
周波数生成回路13は、P型MOSFETQ5、Q9、Q10と、N型MOSFETQ6〜Q8、Q11と、コンデンサCsと、抵抗R8〜R10と、コンパレータCP1、CP2と、SR型のフリップフロップFF1とで構成されている。周波数変更回路12のP型MOSFETQ4と、P型MOSFETQ5、Q9とは、電流ミラー回路を構成し、周波数変更回路12のN型MOSFETQ3のドレインは抵抗R5を介してP型MOSFETQ4、Q5、Q9のゲートに接続されている。また、P型MOSFETQ5は、電流ミラー回路を構成するN型MOSFETQ6〜Q8の電流源となっている。
レギュレータ電圧Regと1次側GNDとの間に、P型MOSFETQ9、Q10と、N型MOSFETQ11と、N型MOSFETQ7、Q8の並列回路とが直列に接続され、P型MOSFETQ10とN型MOSFETQ11との接続点と1次側GNDとの間に、コンデンサCsが接続されている。これにより、P型MOSFETQ10とN型MOSFETQ11との相補的なオンオフに伴ってコンデンサCsへの充放電が行われる。すなわち、P型MOSFETQ10がオン状態では、P型MOSFETQ9のドレイン電流でコンデンサCsが充電される。N型MOSFETQ11がオン状態では、N型MOSFETQ7、Q8のドレイン電流(ここで、P型MOSFETQ10と、N型MOSFETQ7又はQ8の電流が1:1とすれば、充電の2倍の電流)でコンデンサCsが放電される。
コンデンサCsの充放電の切替タイミング、すなわちP型MOSFETQ10とN型MOSFETQ11との相補的なオンオフ切替タイミングは、抵抗R8〜R10、コンパレータCP1、CP2、フリップフロップFF1によって行われる。抵抗R8〜10は、レギュレータ電圧Regと1次側GNDとの間に直列に接続されている。そして、抵抗R8と抵抗R9との接続点がコンパレータCP1の反転入力子に、抵抗R9と抵抗R10との接続点がコンパレータCP2の非反転入力子にそれぞれ接続されている。コンパレータCP1の非反転入力端子とコンパレータCP2の反転入力端子には、コンデンサCsが接続され、コンデンサCsの電圧Vcsが入力される。コンパレータCP1の出力端子は、フリップフロップFF1のセット端子Sに、コンパレータCP2の出力端子は、フリップフロップFF1のリセット端子Rにそれぞれ接続され、フリップフロップFF1の出力端子Qは、P型MOSFETQ10とN型MOSFETQ11のゲートに接続されている。これにより、コンデンサCsの電圧Vcsが充電によって上昇し、抵抗R8と抵抗R9との接続点の電圧Vaに達すると、コンパレータCP1によってフリップフロップFFlがセットされる。フリップフロップFFlがセットされると、出力端子Qの出力がHレベルとなり、P型MOSFETQ10がオフ状態でN型MOSFETQ11がオン状態となってコンデンサCsが放電される。コンデンサCsの電圧Vcsが放電によって下降し、抵抗R9と抵抗R10との接続点の電圧Vbに達すると、コンパレータCP2によってフリップフロップFFlがリセットされる。フリップフロップFFlがリセットされると、出力端子Qの出力がLレベルとなり、P型MOSFETQ10がオン状態でN型MOSFETQ11がオフ状態となってコンデンサCsが充電される。
スイッチング素子駆動回路14は、SR型のフリップフロップFF2、ノア回路NOR、バッファBFとで構成されている。フリップフロップFF1の出力Qは、フリップフロップFF2のセット端子Sとノア回路NOR1の一方の入力端子に接続され、フリップフロップFF2の反転出力端子Qbがノア回路NOR1の他方の入力端子に接続されている。そして、ノア回路NOR1の出力端子はバッファBFを介してスイッチング素子Q1のゲートに接続され、ノア回路NOR1の出力がスイッチング素子Q1をスイッチング制御するゲート信号Vgとなる。これにより、フリップフロップFF1のセットにより、フリップフロップFF2もセットされ、その後のフリップフロップFF1のリセットにより、スイッチング素子Q1がターンオンされる。そして、フリップフロップFF2がリセットされると、スイッチング素子Q1がターンオフされる。
フリップフロップFF2のリセット端子Rには、コンパレータCP3の出力端子が接続されている。コンパレータCP3は、抵抗Rsと、外付けの電流検出抵抗Rocpとで、過電流検出並びに、FB信号とスイッチング素子Q1に流れるスイッチング電流を比較して出力電圧Voを制御するS/OCP検出回路15を構成している。コンパレータCP3の非反転端子は、抵抗Rsを介してS/OCP端子(スイッチング素子Q1のソースと電流検出抵抗Rocpとの接続点)に接続されている。また、コンパレータCP3の反転端子は、抵抗R3と抵抗R4との接続点に接続され、FB信号が入力される。従って、フリップフロップFF1がリセット、すなわちコンデンサCsの充電が開始されてから、コンパレータCP3によってフリップフロップFF2がリセットされるまでがスイッチング素子Q1オンデューティとなる。S/OCP検出回路15は、FB信号とスイッチング素子Q1を流れる電流とを比較することでスイッチング素子Q1をターンオフさせるタイミングを決定するオフタイミング決定回路として機能する。
コンパレータCP3の非反転端子には、スイッチング電流波形補正回路16による補正電流Irsが重畳される。スイッチング電流波形補正回路16は、電流ミラー回路を構成するP型MOSFETQ12、13と、コンデンサCsの電圧Vcsに応じてP型MOSFETQ12,Q13のミラー電流を可変するN型MOSFETQ14と、抵抗R7とで構成されている。コンパレータCP3の非反転端子には、P型MOSFETQ13のドレインが接続されている。P型MOSFETQ12、Q13のゲートと、P型MOSFETQ12のドレインと、N型MOSFETQ14のドレインとが接続され、N型MOSFETQ14のゲートはコンデンサCsに接続され、N型MOSFETQ14のソースは抵抗R7を介して1次側GNDに接続されている。これにより、N型MOSFETQ14のドレイン電流は、電流ミラー回路のP型MOSFETQ12、Q13にも同様に流れ、抵抗Rsを介してコンパレータCP3の非反転端子に補正電流Irsとして重畳される。補正電流Irsによってスイッチング電流波形が補正されると、コンパレータCP3は、本来のスイッチング電流値に達する前にスイッチング素子Q1をオフさせる信号をフリップフロップFF2のリセット端子へ出力する。これにより、シャントレギュレータZ1の制御端子aの電圧は低下して、出力電圧Voutを一定に保とうとする制御動作になる。すると、受光トランジスタPC2が接続されているFB信号のFB/OLP端子電圧は上昇し、コンデンサCsへの充放電電流が増加し、スイッチング周波数が上昇することになる。このように、スイッチング電流波形補正回路16は、スイッチング素子Q1のオンデューティに応じて周波数生成回路13によって生成されるスイッチング周波数を補正する周波数補正回路として機能する。
N型MOSFETQ14のドレイン電流は、コンデンサCsの電圧Vcsに応じて変化する。ここで、コンデンサCsの電圧Vcs波形は三角波であるため、コンデンサCsの充電時において、抵抗Rsに流れる補正電流Irsは、図3に示すように、時間の経過に対して上昇する。従って、オンデューティが大きければ大きいほど補正電流Irsが大きくなり、スイッチング電流波形が大きく補正されることになる。
ここで、スイッチング素子Q1のオンデューティは、同じ負荷条件であれば、図4に示すように、入力電圧がAC100V系である場合の方が、入力電圧がAC200V系である場合よりも大きくなる。従って、入力電圧がAC200V系である場合よりも、入力電圧がAC100V系である場合の方が、補正電流Irsによってスイッチング電流波形が大きく補正され、スイッチング周波数が早い段階から上昇することになる。
AC100V系の方が無負荷から重負荷へ変移させた条件に対してスイッチング周波数の上昇は早い段階から始める。AC200V系では、無負荷から中負荷にかけては周波数の変化は乏しく、中負荷から重負荷へ変移させた条件からスイッチング周波数の上昇が始まることになる。
図5には、本実施の形態で周波数低減機能を実行した場合の負荷率Po(%)とスイッチング周波数(kHz)との関係が示されている。実線は、入力電圧がAC100V系の場合の周波数低減カーブが、点線は、入力電圧がAC200V系の場合の周波数低減カーブが示されている。図5によると、入力電圧がAC200V系である場合には、負荷率が低くなってくると、入力電圧がAC100V系である場合に比べて早いタイミングでスイッチング周波数の低減を開始されていることがわかる。また、中負荷時から軽負荷時において、入力電圧がAC100V系である場合のスイッチング周波数が、入力電圧がAC200V系である場合のスイッチング周波数に比べて高く制御されていることがわかる。
入力電圧がAC100V系である場合、入力電圧が低いため、スイッチング素子Q1の損失は、スイッチング損失よりもオン抵抗による導通損失が主体であったが、負荷条件に応じてスイッチング周波数を上昇させることでスイッチング電流のピーク値が抑えられる。これにより、相対的にスイッチング素子Q1の導通損失の抑制が可能になり、効率を向上できる。
入力電圧がAC200V系である場合、入力電圧が高いため、スイッチング素子Q1での損失は、導通損失よりもスイッチング損失が主体であったが、負荷条件(オンデューティー)に応じてスイッチング周波数を上昇させることで軽負荷〜中負荷にかけてスイッチング周波数を抑えられる。これにより、相対的にAC200V系のスイッチング損失の抑制が可能になり、効率を向上できる。
また、図6に示すように、GNDとコンデンサCsとの間に、抵抗R11と抵抗R12とを直列に接続し、抵抗R11と抵抗R12との接続点をN型MOSFETQ14のゲートに接続したスイッチング電流波形補正回路16aを採用するようにしても良い。スイッチング電流波形補正回路16aによると、抵抗R11と抵抗R12との抵抗値を設定することで、図7に示すように補正電流Irsが流れ始めるタイミングを制御することができる。従って、スイッチング電流波形補正回路16aは、所定のオンデューティから補正電流Irsを生成してスイッチング素子Q1を流れる電流に重畳させる周波数補正回路として機能する。
以上説明したように、本実施の形態によれば、商用交流電源ACの入力電圧を整流した直流電圧をトランスTの一次巻線Pに印加し、トランスTの一次巻線Pに接続されたスイッチング素子Q1をスイッチング動作させることで、トランスTの二次巻線Sにパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードD1と平滑コンデンサCoとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧Voを負荷に出力するスイッチング電源装置であって、出力電圧Voと基準電圧とを比較して、その誤差電圧をFB信号として一次側へ送出するエラーアンプとして機能するシャントレギュレータZ1と、FB信号に応じてスイッチング周波数を生成する周波数生成回路13と、FB信号とスイッチング素子Q1を流れる電流とを比較することでスイッチング素子Q1をターンオフさせるタイミングを決定するオフタイミング決定回路として機能するS/OCP検出回路15と、スイッチング素子Q1のオンデューティに応じて、周波数生成回路13によって生成されるスイッチング周波数を補正する周波数補正回路として機能するスイッチング電流波形補正回路16とを備えている。
この構成により、同じ負荷条件であれば、入力電圧に応じて異なるオンデューティに基づいてスイッチング周波数を補正することができるため、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができる。例えば、負荷領域orAC200V系を判断してスイッチング周波数の変化を抑えることにより、最適なスイッチング周波数で動作をさせることが可能となりAC100系とAC200V系との両方で最適な効率改善につながる。
この構成により、同じ負荷条件であれば、入力電圧に応じて異なるオンデューティに基づいてスイッチング周波数を補正することができるため、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができる。例えば、負荷領域orAC200V系を判断してスイッチング周波数の変化を抑えることにより、最適なスイッチング周波数で動作をさせることが可能となりAC100系とAC200V系との両方で最適な効率改善につながる。
さらに、本実施の形態によれば、スイッチング電流波形補正回路16は、オンデューティが大きくなるほど大きくなる補正電流Irsを生成して、S/OCP検出回路15によってFB信号と比較されるスイッチング素子Q1を流れる電流に重畳させる。
この構成により、簡単な構成でオンデューティに基づいたスイッチング周波数の補正を行うことができる。
この構成により、簡単な構成でオンデューティに基づいたスイッチング周波数の補正を行うことができる。
さらに、本実施の形態によれば、スイッチング電流波形補正回路16aは、所定のオンデューティから補正電流Irsを生成する。
この構成により、例えば、AC100系のみがとり得るオンデューティから補正電流Irsを生成することができる。これにより、AC100系において無負荷から重負荷へ変移させた条件に対してスイッチング周波数を早い段階から上昇させることができる。
この構成により、例えば、AC100系のみがとり得るオンデューティから補正電流Irsを生成することができる。これにより、AC100系において無負荷から重負荷へ変移させた条件に対してスイッチング周波数を早い段階から上昇させることができる。
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
1 コントローラIC
11 FB信号検出部
12 周波数変更回路
13 周波数生成回路
14 スイッチング素子駆動回路
15 S/OCP検出回路
16、16a スイッチング電流波形補正回路
BF バッファ
Cin、Co、Cd 平滑コンデンサ
Ca、Cs コンデンサ
CP1、CP2、CP3 コンパレータ
D1、D2 整流ダイオード
D3 ダイオード
DB 整流回路
FF1、FF2 フリップフロップ
NOR1 ノア回路
PC1 発光ダイオード
PC2 受光トランジスタ
Q1 スイッチング素子
Q2、Q3、Q6〜Q8、Q11、Q14 N型MOSFET
Q4、Q5、Q9、Q10、Q12、Q13 P型MOSFET
R1〜R12、Ra、Rb、Rc、Rs 抵抗
Rocp 電流検出抵抗
Reg 内部電源回路
T トランス
P 一次巻線
D 補助巻線
S 二次巻線
Z1 シャントレギュレータ
11 FB信号検出部
12 周波数変更回路
13 周波数生成回路
14 スイッチング素子駆動回路
15 S/OCP検出回路
16、16a スイッチング電流波形補正回路
BF バッファ
Cin、Co、Cd 平滑コンデンサ
Ca、Cs コンデンサ
CP1、CP2、CP3 コンパレータ
D1、D2 整流ダイオード
D3 ダイオード
DB 整流回路
FF1、FF2 フリップフロップ
NOR1 ノア回路
PC1 発光ダイオード
PC2 受光トランジスタ
Q1 スイッチング素子
Q2、Q3、Q6〜Q8、Q11、Q14 N型MOSFET
Q4、Q5、Q9、Q10、Q12、Q13 P型MOSFET
R1〜R12、Ra、Rb、Rc、Rs 抵抗
Rocp 電流検出抵抗
Reg 内部電源回路
T トランス
P 一次巻線
D 補助巻線
S 二次巻線
Z1 シャントレギュレータ
Claims (3)
- 交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧をフィードバック信号として一次側へ送出するエラーアンプと、
前記フィードバック信号に応じてスイッチング周波数を生成する周波数生成回路と、
前記フィードバック信号と前記スイッチング素子を流れる電流とを比較することで前記スイッチング素子をターンオフさせるタイミングを決定するオフタイミング決定回路と、
前記スイッチング素子のオンデューティに応じて、前記周波数生成回路によって生成される前記スイッチング周波数を補正する周波数補正回路とを具備することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記周波数補正回路は、前記オンデューティが大きくなるほど大きくなる補正電流を生成して、前記オフタイミング決定回路によって前記フィードバック信号と比較される前記スイッチング素子を流れる電流に重畳させることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記周波数補正回路は、所定の前記オンデューティから前記補正電流を生成することを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源装置。
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